Санкт-Петербургский Государственный Университет Телекоммуникаций им проф. М.А. Бонч-Бруевича
Кафедра “Схемотехники и электронных устройств”
Курсовой проект на тему:
“Широкополосные усилители”
Выполнили:
студенты группы Р-77
Поздняков
Чудинов
Проверил:
Васильев М.А.
Санкт – Петербург 2009 год.
ОГЛАВЛЕНИЕ
ВВЕДЕНИЕ
ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ШИРОКОПОЛОСНОГО ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
РАСЧЕТ ОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ ТРАКТА
ВХОДНОЙ, ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ И ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАДЫ
ВЫБОР РЕЖИМОВ ПОКОЯ ТРАНЗИСТОРОВ В КАСКАДАХ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ И РАСЧЕТ НОМИНАЛОВ РЕЗИСТОРОВ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩИХ ЭТИ РЕЖИМЫ
РАСЧЕТ НОМИНАЛОВ КОНДЕНСАТОРОВ
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
ПРОЕКТНОЕ ЗАДАНИЕ
Задание на курсовой проект представляет собой технические условия, по которым надлежит спроектировать тракт предварительного усиления широкополосного усилителя на транзисторах.
номинальная выходное сопротивлениеU2,номинальное выходное сопротивление Rвых,
сопротивление нагрузкиR2,допустимый коэффициент гармоник КГF, рабочий диапазон частот [fH; fв],
амплитуда тока источника сигнала Im1,емкость источника сигнала C1,относительная нестабильность коэффициента усиления Gв дБ,
внутреннее сопротивление источника сигнала R1,рабочий диапазон значений температуры [tcmin, tcmax],
напряжение источника питания Е0,для всех вариантов tcmin = 50С – минимальная температура окружающей среды,
fн = 50 Гц – нижняя частота ДРЧ.
P2, мВт R2, Ом Rвых, Ом fв, МГц kГF,% E0, B tсmax C
14 300 300 7.5 0.3 ± 18 + 45
Im1, мкА R1, кОм С1, пФ fв, МГц kГF,% E0, B tсmax C
0.11 470 6 1.37 0.3 ± 18 + 45
ВВЕДЕНИЕ
Содержанием курсового проекта является проектирование широкополосного усилителя (ШПУ). Именно они создают универсальную основу для компенсации затухания в транспортных сетях связи, в пассивных цепях аппаратуры кабельных и волоконно-оптических линий передачи информации, в том числе стационарных и передвижных телевизионных центров, в устройствах микширования аудио/видеосигналов режиссерских пультов, в функциональных преобразователях аппаратуры специального назначения и телеметрических системах. Реализация высоких качественных показателей таких усилителей обеспечивается путем введения глубоких гальванических и на чистоте сигнала отрицательных обратных связей (ООС) – местных и межкаскадных.
Под широкополосными понимаются усилители, относительная ширина полосы рабочих частот которых, отвечая условию широкополосности (fв/fн >> 1), максимально полно использует частотные свойства применяемых в них активных приборов.
В современной системотехнике понятие усилителя конкретизируется до уровня представлений о тракте усиления. Принято говорить о трактах предварительного усиления и трактах усиления мощности, соответственно понимаемых, как совокупность усилительных каскадов, формирующих заданные нагрузки, с заданными показателями качества усиления (соотношение сигнал/шум, уровень нелинейных и линейных искажений, энергетическая эффективность и т.д.), в заданных условиях внешних дестабилизирующих воздействий (климатических, механических, радиационных и др.) заданный номинальный уровень выходного напряжения или выходной мощности в заданном диапазоне рабочих частот.
В данном проекте представлен расчет тракта предварительного усиления на основе требований технического задания, а также общая схема ШПУ и его характеристики.
ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ШИРОКОПОЛОСНОГО ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Начиная разработку усилителя необходимо руководствоваться общими соображениями экономической целесообразности его производства (минимизация активных приборов, элементов и комплектующих изделий по их количеству, номенклатуре и стоимости) и эксплуатации (повышение КПД и минимизация энергозатрат за счет выбора энергетически эффективных режимов работы активных приборов), стремлением к повышению надежности его работы и минимизации его массогабаритных показателей. При этом необходимым остается безусловное выполнение всех требований технического задания (ТЗ) на разработку, как в части технических характеристик (диапазон рабочих частот (ДРЧ), номинальные выходные мощность и/или напряжение, условия нагрузки по входу и выходу и др.), так и в части показателей качества усиления (относительная неравномерность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), уровень нелинейных и/или интермодуляционных искажений, показатели качества переходного процесса).
В этой связи, при разработке принципиальной электрической схемы предварительного широкополосного усилителя передающей TV-трубки, предпочтение следует отдать топологическим решениям, реализующим гальваническую связь между каскадами, при которой исключается применение габаритных в заданном ДРЧ разделительных конденсаторов. Тем самым, исключается дополнительный набег фазы в низкочастотной части этого диапазона и устраняется возможность самовозбуждения каскадов усилителя, охваченных петлей общей отрицательной обратной связи (ООС), обеспечивающей заданные ТЗ высокие показатели качества усиления. Отсутствие элементов, разделяющих каскады усилителя по постоянному току (гальваническая связь между каскадами), приводит к тому, что выбор номиналов большинства резисторов в каскадах схемы задается выбором режимов покоя активных приборов каждого из каскадов. При этом верхняя граничная частота ДРЧ каждого каскада усиления оказывается тем выше, чем меньшие сопротивления испытывают токи сигнала, протекая во входных и выходных цепях соответствующих активных приборов. Однако уменьшение нагрузки по выходу каждого из каскадов усиления, наряду с увеличением его широкополосности. неизбежно уменьшает коэффициент усиления каскада в диапазоне его рабочих частот. В этой связи заданные ТЗ высокие требования, предъявляемые к разрабатываемому усилителю в части его широкополосности, входят в противоречие с требованиями минимизации количества каскадов усиления (и, следовательно, количества активных приборов, элементов и комплектующих изделий). Поэтому практика инженерных расчетов ШПУ рекомендует обеспечивать высокую верхнюю граничную частоту ДРЧ каждого из его каскадов путем выбора соответствующего, с точки зрения предельной частоты (единичного) усиления, типа используемого в нем активного прибора, ограничивая коэффициент усиления по напряжению каскадов предварительного усиления на уровне К ≈ (5 ÷ 10), входного каскада – на уровне К ≈ (3 ÷ 6).
Если условия выбора транзистора и/или нагрузки каскада исключают возможность обеспечения заданной широкополосности, в резисторных каскадах осуществляется высокочастотная коррекция (ВЧК). Последняя реализуется введением корректирующих элементов в выходную цепь активного прибора (частотно – зависимая нагрузка) или/и введением частотно-зависимой отрицательной обратной связи (эмиттерная ВЧК).
Использование эмиттерной ВЧК, сохраняя неизменной площадь усиления, позволяет существенно (вплоть до граничной частоты усиления активного прибора) повысить верхнюю граничную частоту ДРЧ резисторного каскада – ценой снижения его коэффициента усиления в области “средних частот” (ОСЧ). Использование частотно-зависимой нагрузки, сохраняя неизменным коэффициент усиления резисторного каскада в ОСЧ, позволяет повысить верхнюю граничную частоту его ДРЧ приблизительно в (1.3 ÷ 2.2) раза.
Поскольку действие эмиттерной ВЧК основано на использовании механизма ООС на частоте сигнала, оно сопровождается преимуществами, характерными для применения последней, в том числе снижением влияния технологического разброса и нестабильности параметров активного прибора в условиях действия внешних дестабилизирующих факторов на основные технические характеристики и показатели качества усиления резисторного каскада. Поэтому при построении каскадов широкополосного усиления предпочтение, как правило, отдается схемным решениям на основе именно эмиттерной ВЧК.
Руководствуясь вышеизложенными соображениями, за основу схемотехнического решения разрабатываемого усилителя целесообразно принять следующую топологию: каскады на транзисторах V4 – V5 образуют тракт усиления мощности, обеспечивающий формирование заданной мощности (напряжения) в заданном сопротивлении нагрузки при заданной величине выходного сопротивления и показателях качества усиления. Для этого, в условиях значительного технологического разброса параметров транзисторов и действия внешних факторов, дестабилизирующих их токи покоя, каждый из каскадов тракта охвачен петлей местной гальванической и для сигнала ООС – последовательной по току (R’э4 и R’э4 + R”э4 для V4) и 100% – ной последовательной по напряжению (Rэ5 и Rэ5 || (2 × R2) для V5), соответственно каскады на транзисторах VI, V2 и V3 образуют тракт предварительного усиления, обеспечивающим требуемое отношение с/ш и формирование в заданном диапазоне рабочих частот выходного напряжения, достаточного для эффективного возбуждения тракта усиления мощности. Все каскады тракта предварительного усиления охвачены х петлей глубокой общей ООС – гальванической и по сигналу. Глубокая общая гальваническая ООС необходима для стабилизации режимов покоя транзисторов. Местных последовательных гальванических ООС. действующих в каскадах (Rи для V1, Rэ2 для V2 и Rэ3 для V3), оказывается недостаточно, т.к вследствие отсутствия разделительных элементов между каскадами, нестабильности токов покоя предыдущих каскадов усиливаются в последующих, существенно увеличивая нестабильность токов покоя последних.
Отсутствие элементов, разделяющих тракты по постоянному току, порождает необходимость организации петли глубокой гальванической ООС между ними. Причем, достаточно, если этой петлей, наряду с выходным каскадом тракта предварительного усиления, будет охвачен только предоконечный каскад тракта усиления мощности. Реализация такой петли последовательной по напряжению гальванической ООС обеспечивается резисторами Rб1, Rб2 и R”э4.
РАСЧЕТ ОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ ТРАКТА
Расчет оконечных каскадов тракта производится на основании условий технического задания.
Рассчитаем режим работы выходного усилительного каскада, номиналы пассивных компонентов и тип активного прибора (транзистора V5), исходя из условия его работы в зоне активного режима:
Uкэ > Uкэm + Uкэ min,
где:
Uкэ – напряжение покоя участка коллектор – эмиттер,
Uкэ min – минимально-допустимое (т. н. остаточное) напряжение на участке коллектор – эмиттер.
Uкэm – амплитуда переменного напряжения на участке коллектор – эмиттер транзистора, которое для выходного каскада (транзистор V5) определяется требованиями ТЗ и составляет:
U2 = √P2 x R2 = 2 [В]
Uкэ5 = 2 × U2m = 2 × × U2,где:
U2m – амплитуда напряжения выходного сигнала на заданном ТЗ сопротивлении нагрузки R2 = 300 Ом. Коэффициент “2” учитывает наличие согласующего резистора Rс в цепи нагрузки.
Учитывая, что типовое значение Uкэ min для маломощных кремниевых транзисторов не превосходит (1.5 ÷ 3) В. U , Uкэ min 2 × × 2 + 3 = (7.2 ÷ 8.7) [В]. Принимаем Uкэ5 = 8 [В].
При определении тока покоя коллектора транзистора выходного каскада Iк5 следует иметь ввиду следующее. Как известно КПД и уровень нелинейных искажений линейных усилителей, в первую очередь, определяется показателями режима наиболее мощного – выходного каскада. Для уменьшения потерь энергии источника питания и повышения КПД выходного каскада целесообразно максимально полно использовать усилительные свойства выходного транзистора по току. Вместе с тем, очевидно, что с увеличением использования выходного транзистора по току уровень нелинейных искажений на выходе усилителя возрастает
Как показывает практика инженерных расчетов, оптимальные значения коэффициента использования выходного транзистора по току ξT в режиме класса А, лежат в интервале: ξT = 0.8 ÷ 0.95,при которых максимальный уровень возникающих нелинейных искажений не превосходит kгF = (2 ÷ 3)%.
ПринимаемξT = Iкm5/Iк5 = 0.95, где:
Iкm5 – амплитуда переменного выходного тока выходного каскада.
Iк5 – ток покоя коллектора транзистора V5.
Последний, будучи жестко связанным с номиналом резистора в цепи его эмиттера Rэ5, определяется (с точностью до тока покоя базы), из очевидного равенства:
Iк5 = Uэ5/Rэ5,где:
Rэ5 = R2 × [ξT × Uэ5/ ( × U2) – 2],
Uэ5 – напряжение на резисторе Rэ5, выделяющееся при протекании через него тока покоя эмиттера транзистора V5, равное:
Uэ5 = Е01 – Uкэ5 = 18 – 8 = 10 [В].
После подстановки, соответственно имеем:
Rэ5 = R2 × [ξT × Uэ5/ ( × U2) – 2] = 383.343 [Ом].
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора Rэ5 = 390 [Ом].
После подстановки, соответственно имеем:
Iк5 = Uэ5/Rэ5 = 26 [мА].
Iкm5 = ξT × Iк5 = 0.95 × 26 = 24 [мА],
Uкэm5 = 2 × × U2 = 2 × × 2 = 5.797 [В].
При этом максимальная величина тока в цепи коллектора транзистора V5 может достигать:
i кmах5 = Iк5 + Iкm5= 50 [мА],
а максимальное напряжение, развиваемое на участке коллектор-эмиттер транзистора V5 соответственно:
u кэmах5 = Uкэ5 + Uкэm5= 13.797 [В].
Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора в рабочем режиме Pкр, равна разности мощностей, потребляемой им от источника питания Po и колебательной мощности P2, отдаваемой в нагрузку R2:
Pкр = Po – P2.
Очевидно, что в режиме класса А максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора в рабочем режиме Pкрmax, имеет место при отсутствии сигнала,
P крmax = Uкэ × Iк,
что применительно к каскаду на транзисторе V5 даст:
P крmax5 = Uкэ5 × Iк5 = 8 × 26 = 204 [мВт],
т.е. тогда совокупность требований, предъявляемых к транзистору V5 можно представить в виде:
Ркmах5 = 204 мВт,
Uкэmах5 > =13.797 В,
Iкmах5 > = 50 мА,
f h21 > (1,5 ÷ 3) fв = (11.25 ÷ 22.5) [МГц],
tnpmax5 = tcmax + Rпc × Ркрmах5
tnpmax5 – максимальная температура коллекторного перехода транзистора V5 в рабочем режиме,
tcmax – максимальная температура окружающей среды, заданная ТЗ,
Предельно-допустимые технические характеристики выбираемого (V5) транзистора:
tпmax – максимальная температура коллекторного перехода транзистора, I
Rnc – тепловое сопротивление переход – окружающая среда,
Ркmах – максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе, Uкэmах – максимально допустимое напряжение коллектор – эмиттер.
Iкmax – максимально допустимый ток коллектора,
fT – частота единичного усиления тока.
h21, h21min, h21max – типовое, минимальное и максимальное значения коэффициента усиления тока в схеме с общим эмиттером (ОЭ).
Анализируя указанную совокупность неравенств, убеждаемся, что в качестве транзистора V5 возможно, использовать p-n-р транзистор типа КТ345Б, основные технические характеристики которого следующие:
Pкmax,
мВт fh21,МГц fт,
МГц Uкэmax В Iкmax м А tпmax
oC Rпс, oC/мВт Iкб0,мкА Ck
пФ τк
пс h21
h21min h21max
300
4,7
350
20
200
150
0,4
0,5
10
100 50
74
110
Максимальной температуры коллекторного перехода транзистора V5 в рабочем режиме,
tпpmax5 = tcmax + Rпc × Ркрmах5 = 127.051 [°С],
что вполне отвечает соответствующему условию системы.
Теперь становится возможным определить остальные показатели выходного каскада на частоте сигнала. Так напряжение возбуждения выходного каскада Uвxm5 однозначно определяется его входным сопротивлением RВХ5 И током сигнала Iбm5 в цепи базы его активного прибора V5: где:
Uвxm5 = RBX5 × Iбm5,Iбm = Iкm / h21, RВХ = h21 + h21× Rэ,
h11 – входное сопротивление биполярного транзистора,
h11 = гб’ + гб’э,
гб’ – сопротивление “тела” базы,
гб’ = τк / Ск,
τк – постоянная времени цепи внутренней паразитной обратной связи,
Ск – емкость коллекторного перехода биполярного транзистора,
гб’э – эквивалентное сопротивление открытого эмиттерного перехода, пересчитанное в цепь базы, I
гб’э = (1 + h21) × 26/Iэ [мА],
Rэ = Rэ5 × 2 × R2/ (Rэ5 + 2 × R2)
А коэффициент передачи напряжения выходного каскада (К5), организованного по схеме эмиттерного повторителя, менее единицы:
К5 = U2m / Uвхm5 = × U2/Uвхm5
rб’ = τк / Ск = 10 [Ом],
h11 = rб’ + (1 + h21) × 26/Iэ [мА] = 86.05 [Ом],
Rэ = Rэ5 × 2 × R2/ (Rэ5 + 2 × R2) = 236.364 [Ом],
Rвх5 = h11 + h21 × Rэ = 17,58 [кОм],
Iбm5 = Iкm5/h21 = 0.329 [мА],
Откуда Uвхm5 = Rвх5 × Iбm5= 5,786 [В].
т.е. К5 = × U2/Uвхm5 = 0.501.
Амплитуда тока сигнала в нагрузке
I2m = *U2/R2 =10 [мА].
Предоконечный каскад.
Рассчитаем показатели режима работы предоконечного каскада, выполненного на транзисторе V4 по схеме с ОЭ учитывая, что выходной и предоконечный каскады связаны по постоянному току. В качестве исходных данных для расчета предоконечного каскада используем результаты расчета выходного каскада. При этом учтем, что для повышения энергетической эффективности резисторных усилительных каскадов с непосредственными связями, при работе последних в режиме класса А, целесообразно следующее соотношение между токами покоя в цепи коллектора для каждого из (соответственно предыдущего и последующего) каскадов усиления:
{Iк (n – 1) ≥ 0.1 × Iк (n), Iк ≥ 1мА
где:
(n), (n – 1) – порядковые номера каскадов усиления разрабатываемого усилителя.
При этом снижение токов покоя коллектора транзисторов любого из каскадов усиления ниже уровня 1к = 1 мА не рационально, поскольку приводит к ухудшению частотных, усилительных и шумовых характеристик применяемых транзисторов.
Принимаем Iк4 = 2,6 мА.
Поскольку предоконечный и выходной каскады усилителя не имеют разделительных элементов по постоянному току, нестабильность режима покоя транзистора V4 передается на вход выходного каскада и усиливается в нем. Для уменьшения этого явления глубина местной гальванической последовательной по току ООС, обеспечивающей стабилизацию режима покоя предоконечного каскада, должна быть максимизирована. Поэтому в рамках рекомендуемого для схем с эмиттерной стабилизацией соотношения:
Uэ ≤ (15 ÷ 25)% Ео,
действующего в резисторных каскадах с непосредственными связями, выбор величины напряжения гальванической ООС, выделяющегося на резисторе Rэ4, целесообразно задать следующим образом:
Uэ4 = 25% (Е01 + Е02) =9 [V].
Откуда легко определить саму величину указанного резистора как:
Rэ4 = Uэ4/ (Iэ4 + Iд),
где:
Iэ4 – ток покоя эмиттера транзистора V4,Iд – ток базового делителя транзистора V3. Полагая Iэ4 ≈ Iк4, Iэ4 >> Iд находим: Rэ4 = Uэ4/Iк4 = 3462 [Ом],
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора Rэ4 = 3.3 [кОм].
Для определения элемента цепи связи предоконечного и выходного каскадов по постоянному току (Rф4 + RK4) воспользуемся очевидным соотношением:
Iк4 × (Rф4 + RK4) = Uбэ5 + Uэ5,где:
Uбэ5 – напряжение покоя базы транзистора V5,Rф4 – резистор развязывающего фильтра по цепи питания транзистора V4,Rк4 – резистор, выделяющий усиленный сигнал в цепи коллектора транзистора V4.
При типовом для кремниевого транзистора значении:
Uбэ = (0.6 ÷ 0.8) В,
принимаем Uбэ5 = 0.7 В.
После подстановки имеем (Rф4 + Rк4) =4.115 [кОм].
Задаваясь сопротивлением развязывающего фильтра по цепи питания коллектора транзистора V4 от источника питания +Е01:
Rф4 = 900 [Ом],
что соответствует стандартному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74, находим величину резистора связи в цепи коллектора предоконечного каскада:
RK4 = (Rф4 + RK4) – Rф4 = 3.215 [кОм].
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора RK4 = 3300 [Ом].
Поскольку выходной каскад организован по схеме эмиттерного повторителя, формирование заданного ТЗ выходного напряжения разрабатываемого усилителя фактически осуществляется предо конечным усилительным каскадом, коэффициент усиления напряжения в котором, в этой связи, должен быть не менее: К4 ≥ 1/К5 = 2.1.
Принимаем К4 = 2.1
Поскольку коэффициент усиления напряжения в резисторном каскаде, выполненном по схеме с ОЭ. охваченном на частоте сигнала последовательной по переменному току отрицательной обратной связью (ООС).
Практически однозначно определяется соотношением резисторов в цепях коллектора и эмиттера:
К4 = [RK4 × RBX5/ (RK4 + RBX5)] / R’э4.
Легко определить номинал резистора последовательной по переменному току ООС в цепи эмиттера:
R’э4 = [RK4 × RBX5/ (RK4 + RBX5)] / K4=1323 [Ом].
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора R’э4 = 1300 [Ом].
Уточняя значение К4, имеем:
К4 = [RK4 × RBX5/ (RK4 + RBX5)] / R’э4 = 2,137
Тогда оставшаяся часть сопротивления эмиттерной стабилизации режима покоя транзистора V4 предоконечного каскада составит:
R”э4 = Rэ4 – R’э4 = 2000 [Ом].
Что соответствует стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74.
Будучи зашунтированным по переменному току во всем ДРЧ разрабатываемого усилителя соответствующей емкостью (Сф4) последний одновременно выполняет функции резистора развязывающего фильтра в цепи питания эмиттера транзистора V4 предоконечного каскада от источника питания (минус Е02).
Для того, чтобы сформулировать требования к усилительному прибору предоконечного усилительного каскада (транзистору V4), рассчитаем остальные показатели его работы по постоянному и переменному току. Так найденное ранее напряжение возбуждения оконечного каскада Uвxm5 однозначно определяет амплитуду переменной составляющей тока коллектора транзистора V4:
Iкm4 = Uвxm5/RK4 + Iбm5 = 2.082 [мА],
Учитывая напряжение ООС, выделяющееся на резисторе Rэ4 в цепи эмиттера, при протекании через него тока сигнала:
Uэm4 = Iкm4 × R’э4 = 2.707 [В],
на основании закона Кирхгофа для контура тока Iкm4 можно найти амплитуду переменной составляющей напряжения на участке коллектор – эмиттер транзистора V4 и определить для него баланс мощностей:
Uкэm4 = Uэm4 + Uвхm5 = 8.493 [В].
Проверим, обеспечивается ля достаточный запас, с точки зрения остаточного напряжения, для чего предварительно найдем напряжение покоя коллектор – эмиттер транзистора V4, равное
Uкэ4 = (Е01 + Е02) – Iк4 × (Rф4 + RK4) – Uэ4 = 16.08 [В].
Очевидно, что для нормальной работы транзистора V4 необходимо выполнение условия:
Uкэ4 – Uкэm4 = 15.9 – 1,44≈ 7.587 [В] > (1.5 ÷ 3) В.
Теперь определим максимальную величину тока в цепи коллектора транзистора V4, которая может достигать:
iкmax4 = Iк4 + Iкm4 = 4,682 [мА],
а максимальное напряжение, развиваемое на участке коллектор-эмиттер транзистора V4, может составить
Uкэmах4 = Uкэ4 + Uкэ4m = 24,573 [В].
Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора V4 в рабочем режиме Pкрmax4, в соответствии с (4), равна:
Pкрmax4 = Uкэ4 × Iк4 = 16.08 × 2.6 = 42 [mW],.
Тогда совокупность требований, предъявляемых к транзистору V4 можно представить в виде: Ркmах4 = 42 мВт, Uкэmах4 > = 24,573 В, Iкmax4 > = 4,682 мА, tпmах4 > tпpmax4,f h21 > (1,5 ÷ 3) fв = (11.25 ÷ 22.5) [МГц],
Анализируя указанную совокупность неравенств, убеждаемся, что в качестве транзистора V4 целесообразно использовать маломощный высокочастотный кремниевый эпитаксиально-планарный п-р-п транзистор типа КТ3102А, основные эксплуатационные параметры которого следующие:
Pкmax,
мВт fh21,МГц fт,
МГц Uкэmax, В Iкmax мА tпmax
oC Rпс, oC/мВт Iкб0,мкА Ck
пФ τк
пс h21
h21min h21max
170 5.0 800 25 50 150 0.8 0,1 1.5 15 100 158 250
Что касается максимальной температуры р-n перехода в рабочем режиме, то для заданного ТЗ рабочего диапазона температур (+5 – +45) °С. при отсутствии радиатора она составит: tпpmax4 = tcmax + Rncmax х Ркрmах4 = 78.446 °С, т.е. не превосходит предельно допустимой справочной величины.
ВХОДНОЙ, ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ И ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАДЫ
Расчет каскадов предварительного усиления производится на основании условий технического задания и данных полученных при расчете каскадов усиления мощности.
При расчете показателей режима работы входного и промежуточных усилительных каскадов необходимо принять во внимание, что все они связаны по постоянному току, поэтому нестабильность режима работы транзисторов каждого предыдущего усилительного каскада передается (и усиливается) в каждом последующем каскаде. Для уменьшения этого явления глубина местной гальванической ООС в каждом из указанных каскадов должна быть максимизирована, а последний из каскадов промежуточного усиления строится по дифференциальной схеме. Кроме того, поскольку основное усиление по напряжению реализуется именно в этих каскадах (усиление в предоконечном и выходном каскадах мало), местных гальванических ООС, необходимых для стабилизации токов покоя активных приборов V1 – V3 оказывается не достаточно. Поэтому все три упомянутых усилительных каскада, кроме того, охвачены петлей общей гальванической ООС. В этих условиях расчет режимов покоя транзисторов VI – V3 необходимо осуществлять одновременно.
В качестве исходных данных для расчета режимов работы этих транзисторов используем результаты расчета предоконечного каскада и соображения. В этой связи, принимаем токи покоя коллекторов транзисторов V3′ и V3″ несимметричного дифференциального каскада, выполненного на их основе, соответственно равными:
Iк3′ = Iк3″ = 1 [мA].
Очевидно, что все сказанное для дифференциального усилительного каскада в равной степени относится ко входному и первому промежуточному усилительным каскадам, которые, работая с активными приборами, включенными соответственно по схеме с общим истоком (V1) и общим эмиттером (V2), обеспечивают основное усиление входного сигнала по току. Руководствуясь упомянутыми выше соображениями принимаем:
Icl = Iк2 = 1 [мА].
Учитывая, что транзисторы V1 – V3 участвуют в усилении слабых сигналов, условия выбора типа активных приборов входного и промежуточных усилительных каскадов можно ограничить самыми общими соображениями. Так, при принятых значениях токов покоя в выходных цепях транзисторов V1÷V3 максимальные мощности, рассеиваемые на стоке и коллекторах соответствующих транзисторов в рабочих режимах, не могут превосходить мощностей, потребляемых от источников питания Е0:
РкрmахЗ U”кэm3 + U”кэmin3,где: U”кэm3 = Uвxm4
U”кэ3 > 2.728 + (1.5 ÷ 3) = (4.288 ÷ 8.184) [В].
С другой стороны, напряжение участка коллектор-эмиттер транзистора V3″ однозначно связано с величинами сопротивлений резисторов Rэ3 и R”k3 и выбранными величинами токов покоя коллекторов транзисторов V3′ и V3″:
Е01 + Е02 = (I’к3 + I”к3) × Rэ3 + U”кэ3 + I”к3 × R”к3.
Полагая целесообразным для резистора эмиттерной связи Rэ3 выполнение условия:
Uэ3= 25% (Е01 + Е02) = 9 [В]
Находим его значение:
Rэ3 = Uэ3/ (2 × Iк3) = 4.5 [кОм]
В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rэ3 = 4.3 [кОм].
Величина резистора R”k3 однозначно определяется уравнением Кирхгофа для входной цепи каскада на транзисторе V4:
Uэ4 + Uбэ4 = I”к3 × R”k3,где Uэ4 = (Iк4 +I б4) × (R”э4 + R’э4) + Iд ×R’э4.
Iд = (5 ÷ 10) ×Iб3 = (5÷10) × Iк3/ h21 (3) = (0.072 ÷ 0.145) [мА]
Iб4 = Iк4/h21 (4) = 1.646 × 10-5 [А]
Примем Iд = 0,1 [мА].
Uэ4 = (Iк4 +Iб4) × (R”э4 + R’э4) + Iд × R’э4 = 8.764 [В].
R”k3 = (Uэ4 + Uбэ4) / Iк3 = 9.464 [кОм].
В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора R”k3 = 10 [кОм].
U’кэ3 = U”кэ3 = E01 + E02 – (R”k3 + Rэ3 × 2) × Iк3 =17.4 [B],
т.е. условие U’кэ3= U”кэ3 > U”кэm3 + U”кэmin3 выполняется.
Очевидно что нормальная работа дифференциального каскада предполагает равенство
R’k3 + Rф3 = R”k3 = 9,464 [кОм].
Совокупность элементов в цепи коллектора транзистора V3′ обеспечивает организацию петли общей, охватывающей все три каскада тракта предварительного усиления, глубокой ООС по напряжению: гальванической последовательной – посредством резисторов Rз, а также (R’k3 + RфЗ).
Обеспечивающей (наряду с местными гальваническими ООС) глубокую стабилизацию этих каскадов по постоянному току.
Частотно – зависимой (в диапазоне рабочих частот) параллельной – посредством конденсатора Ск3 и резисторов Rз и R’к3, дающей, кроме того, возможность обеспечить на выходе разрабатываемого усилителя равномерную АЧХ.
Элементы базового делителя Rб1 и Rб2 определяются традиционно.
Для найденных значений резистора эмиттерной связи Rэ3 и токов покоя коллектора транзисторов плеч дифференциального каскада, при типовом для кремниевого транзистора значении U”бэ3 = 0,7 В и рассчитанном значении напряжения Uэ4 справедливо
Rб1 = ( (2 × Iк3) × Rэ3 + U”бэ3) / Iд = 93 [кОм],
Rб2 = (Е01 + Е02 – ( (2× Iк3) × Rэ3 + U”бэ3 – U”э4) / Iд= 179.357 [кОм]
Принимаем следующие номиналы найденных резисторов, соответствующие стандартному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80: Rб1 = 91 [кОм], Rб2 = 180 [кОм], Uэ2=25%E01=4.5 [В], Rэ2= Uэ2/Ik4=4.5 [кОм].
В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора Rэ2= 4.3 [кОм].
При типовом для кремниевого транзистора значение U’бэ3=0.7 V напряжение, выделяющееся в цепи связи транзистора V2, с достаточной для практики инженерных расчетов точностью, можно определить из:
Iк2 × (Rk2 + Rф2) = 2 × Iк3 × Rэ3 + U’бэ3, откуда:
(Rk2 +Rф2) = (2 × Iк3 × Rэ3 + U’бэ3) / Ik2= 9.3 [кОм].
Тогда напряжение покоя в цепи коллектора транзистора V2 может быть найдено:
Uкэ2 = Е01 – Iк2 × ( (Rk2 + Rф2) + Rэ2) = 4,4 [B],
что вполне достаточно для обеспечения динамического диапазона промежуточного усилительного каскада, выполненного на транзисторе V2, максимальная амплитуда напряжения на участке коллектор-эмиттер Uкэm2 которого:
Uкэm2 = Uвхm4/К3,
где:
К3 – коэффициент усиления напряжения дифференциального каскада для дифференциального входного сигнала.
Uкэ2 – Uкэm2 = Uкэ2 – Uвхm4/K3 = 1,7 > Uкэmin = (1.5 ÷ 3) [B],
Напряжение, выделяющееся в цепи связи транзистора V1 с достаточной для практики инженерных расчетов точностью можно определить из выражения:
Ic1 × (Rcl + Кф1) = Е01 – (Iэ2 × Rэ2 + Uбэ2),
Rcl + Кф1 = (Е01 – (Iэ2× Rэ2 + Uбэ2)) / Icl = 13 [кОм].
Очевидно, что для максимизации отношения сигнал/шум, при прочих равных условиях, целесообразно выбрать рабочую точку транзистора V1 на участке с максимальной крутизной, т.е. работать при небольших отрицательных напряжениях покоя Uзиl. Поэтому для выбранного типа полевого транзистора принимаем это напряжение равным:
Uзиl = 0,5 [B].
Учитывая, что в цепи затвора этого транзистора ток не протекает, легко определить напряжение, выделяющееся на резисторе автоматического смещения Rиl:
Uзиl = Е02 – Iк3 × (R’k3 + Rф3) – (Е02 – Ic1 × Rи1),
откуда
Rи1= (Uзиl + Iк3 × (R’k3 + Rф3)) / Ic1 = 10 [кОм].
что соответствует стандартному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74
Ucи1 = (E01 + E02) – Ic1× (Rc1 + Rф1) – Ic1×Rи1 = 13 [V],
что вполне достаточно, как с точки зрения обеспечения динамического диапазона входного усилительного каскада, так и с точки зрения требуемой величины остаточного напряжения на стоке.
Величина резистора утечки в цепи затвора Rз выбирается из компромиссных соображений – она не должна быть слишком маленькой, чтобы не шунтировать значительное входное сопротивление полевого транзистора и не должна быть слишком большой чтобы:
минимизировать негативное влияние эквивалентной входной емкости входной цепи входного каскада,
температурная нестабильность тока утечки затвора не создавала значительных флуктуаций на фоне малого напряжения покоя затвор – исток. С учетом того, что ток утечки затвора Iутз выбранного полевого транзистора не превосходит 1 нA, достаточно, если выполняется условие:
Rз 6 заметно проявляется эффект Миллера, ухудшая частотную характеристику входного каскада и всего усилителя в целом. Поэтому принимаем: K1 = 3.5
Проверим, реализуется ли условие (20) для промежуточного усилительного каскада, выполненного на дифференциальной паре V3′ и V3″. Известно [5], что коэффициент усиления напряжения дифференциального каскада для дифференциального входного сигнала можно определить как: K3= h21 (3) × R’к3/ (2 × h11 (3)), где величины h21 и h11 определяются паспортными данными и режимом работ указанных транзисторов по постоянному току.
Расчет p-n-p транзистор типа KT363Б (V3′ и V3″):
h21 (3) = 69
rб’ = τк/Ск = 37,5 [Ом],
h11 (3) = rб + (1+h21 (3)) × 26/Iэ [мА] = 1,857 [кОм],
К3 = h21 (3) × R’к3/ (2 × hll (3)) = 3.715.
Коэффициент усиления второго каскада
К2 = h2l (2) × Rк2× Rвх3/[Rвх2 × (Rк2+Rвх3)],
где Rвх3= 2 × hll (3) = 3.715 [кОм],
Положим, для определенности, что местная обратная связь по сигналу в каскаде на транзисторе V2 отсутствует (Rэ2 = 0). Тогда: Rвх2 = h11 (2) и соответственно имеем:
h21 (2) = 100,rб’ = τк / Ск = 30 × 10-12/ (1.3 × 10-12) = 6.154 [Ом],
h11 (2) = rб+ (1 + h21 (2)) ×26/Iэ [мА] = 2.632 [кОм]
т.е. для реализации условия К2 = (5÷10), достаточно, если величина резистора Rк2 будет составлять
Rк2 = К2 × Rвх2/ (h21 (2) – К2 × Rвх2/Rвх3)), что для К2min= 5 даст Rк2 = 136.441 [Ом], а для К2max =10 Rк2 = 283.287 [Ом]
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rк2 = 270 [Ом]. Откуда:
К2 = h2l (2) × Rк2× Rвх3/[Rвх2 × (Rк2 + Rвх3)] = 9.563
т.е. в промежуточном усилительном каскаде возможно отказаться от использования местной ООС по сигналу. Теперь не представляет сложности найти оставшиеся значения элементов связи исходя из очевидных соотношений:
Rф2 = (Rк2 + Rф2) – Rк2 = 9.03 [кОм]
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е48 по ГОСТ 2825-67 принимаем значение резистора Rф2 = 9.1 [кОм] ;
Rc1 = Rвх2 × K1/ (Sр × Rвх2 – K1),
полученное из традиционного для каскада на полевом транзисторе соотношения:
К = Sр × Rнэкв,
где:
Sр = S × √ (Ic / Ico), – крутизна полевого транзистора в рабочей точке;
S = √ Smin × Smax, – номинальная крутизна полевого транзистора;
Ico = √ Icomin × Icomax, – номинальный ток стока полевого транзистора,
Rнэкв – эквивалентное сопротивление нагрузки каскада
Rф1 = (Rф1 + Rc1) – Rc1.
Применительно к выбранному ранее полевому транзистору КП303В в выбранной рабочей точке имеем:
Sр = S × √ (Ic / Ico) = 3.163 × √ (1/2) = 2.237 [мА/В]
S = √ Smin × Smax = √2 × 5 = 3.163 [мА/В],
Ico = √ Icomin × Icomax = √1 × 4 = 2 [мА],
Rнэкв = Rc1 × Rвх2/ (Rc1 + Rвх2),
т.е.
Rc1 = Rвх2 × K1/ (Sр×Rвх2 – K1) = 3.858 [кОм] ;
откуда
Rф1 = (Rф1 + Rc1) – Rc1 = (12.6 – 1.6) = 9.1 [кОм].
В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rс1 = 3.9 [кОм].
РАСЧЕТ НОМИНАЛОВ КОНДЕНСАТОРОВ
Расчет номиналов конденсаторов развязывающих фильтров по цепям питания производится традиционно. Их сопротивление на нижней граничной частоте ДРЧ должно удовлетворять соотношению:
Сф = (10 ÷ 20) ×0.159/ (fн ×Rф).
т.е.
Сф1 = (10 ÷20) х 0.159/ (50 × Rф1) =3.495÷6.989 [мкФ],
Сф2 = (10 ÷20) х 0.159/ (50 × Rф2) =3.495÷6.989 [мкФ],
Сф3 = (10 ÷20) х 0.159/ (50 × Rф3) =3.18÷6.36 [мкФ],
Сф4 = (10 ÷20) х 0.159/ (50 × Rф4) =35.33÷70.67 [мкФ].
Расчет номиналов блокировочных конденсаторов производится аналогично. Их сопротивление на нижней граничной частоте заданного ДРЧ должно удовлетворять соотношениям:
Сбл1 = (5 ÷10) ×0.159 ×Sp / fн = (35.57÷ 71.14) [мкФ],
Сбл2 = (5 ÷10) ×0.159 × h21 (2) / [fн× (Rcl+h11 (2)] = (168÷ 335.9) [мкФ],
Сбл3= (5 ÷10) ×0.159/[fн ×Rб2 × (Rб1+R”э4) / (Rб2+Rб1+R”4)] = (0.256÷0.513) [мкФ].
Вычисление номиналов разделительных конденсаторов осуществляется в соответствии с выражениями:
Ср1 = (5 ÷10) × 0.159/ (50 ×Rз) = (33.83÷67.66) [нФ],
Ср2 = (5 ÷10) × 0.159/ (fн ×2×R2) = (5 ÷10) × 0.159/ (50 ×2×50) = (26.5÷53) [мкФ].
Для снижения числа типономиналов рассчитанных конденсаторов, в соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80, целесообразно принять их равными соответственно: Сф1 = Сф2 = Сф3 = 5.6 [мкФ], Сф4 = Сбл1=47 [мкФ], Сбл2 =270 [мкФ], Ср2 = 39 [мкФ], Сбл3=0.360 [мкФ], Ср1 = 43 [нФ]
Рассчитаем значение емкости коррекции:
Cкор=0.159/fz*Rk’3, где fz=0.159/R3*C3, принимаем С3=0.15 [пФ]
Получим: fz=2.1 Мгц, Cкор=0.35 [нФ]
Сквозной коэффициент усиления равен:
K=K1*K2*K3*K4*K5=3.5*9.563*3.715*2.137*0.501=134
Традиционно определение показателей разрабатываемых ШПУ в ОВЧ осуществляется покаскадно – на основе анализа эквивалентной схемы замещения каждого из транзисторов.
При этом достоверность получаемых результатов определяется глубиной детализации последней.
Технологический paзброс и нестабильность параметров активного прибора в условиях действия внешних дестабилизирующих делают расчет полюсов передаточной функции К-цепи, определяющих поведение каскада в ОВЧ, неоправданно трудоемким.
Современная практика инженерных расчетов базируется на применении высокопроизводительных персональных КОМПЬЮТЕРОВ и пакетов мощных проблемно-ориентированных прикладных программ. Выполнение в этом случае в соответствии с принципами системного проектировании и основаны на использовании простейшей однополюсной модели замещения транзистора предварительные расчеты становятся базовой основой виртуальной модели pазрабатываемого ШПУ, окончательная доводка и оптимизация схемотехнического решения которого, по всей совокупности характеристик, определенных ТЗ на разработку, осуществляется на компьютере. При этом глубина детализации проработки схемного решения ШПУ определяется выбором и возможностями используемого пакета прикладных программ.
В данном случае для анализа АЧХ используется программа Fastmean:
При отсутствии ВЧ коррекции верхняя граничная частота тракта составляет 1.3МГц, что не удовлетворяет требованиям ТЗ. Для её повышения используется ВЧ коррекция виде совокупности эмиттерной коррекции с использованием ёмкости Сэмит = 2 [нФ] и индуктивной коррекции в цепи коллектора L1 = 0.2 [мГн]. С целью снижения неравномерности АЧХ и ДРЧ рассчитанное ранее значение Скор было повышено и составило 50 [пФ]. Таким образом верхняя граничная частота составила 7.5 [МГц].Т. е требования ТЗ выполняются.
Анализируемая на ЭВМ схема разрабатываемого усилителя.
Подъёмы и спады АЧХ следствии введения ВЧ эммитерной коррекции и индуктивной не превышают 3Дб.
Список рассчитанных элементов
№ Элемент Обозначение элемента Номинал элемента
1 ёмкость Сбл1 47 [мкФ]
2 ёмкость Сбл2 47 [мкФ]
3 ёмкость Сбл3 47 [мкФ]
4 ёмкость Ср1 43 [нФ]
5 ёмкость Ср2 39 [мкФ]
6 ёмкость Скор 0.35 [нФ]
7 ёмкость Сф1 5.6 [мкФ]
8 ёмкость Сф2 5.6 [мкФ]
9 ёмкость Сф3 5.6 [мкФ]
10 ёмкость Сф4 47 [мкФ]
11 резистор Rэ5 390 [Ом]
12 резистор Rэ4 3.3 [кОм]
13 Резистор Rф4 900 [Ом]
14 Резистор Rк4 3.3 [кОм]
15 Резистор R’э4 1.3 [кОм]
16 Резистор R”э4 2 [кОм]
17 Резистор Rэ3 4.3 [кОм]
18 Резистор R”к3 10 [кОм]
19 Резистор Rб1 91 [кОм]
20 Резистор Rб2 180 [кОм]
21 Резистор Rэ2 4.3 [кОм]
22 Резистор Rи1 10 [кОм]
23 Резистор Rз 470 [кОм]
24 Резистор R’к3 200 [Ом]
25 резистор Rф3 10 [кОм]
26 резистор Rк2 270 [Ом]
27 резистор Rф2 9.1 [кОм]
28 резистор Rс1 3.9 [кОм]
29 резистор Rф1 9.1 [кОм]
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Г.В. Войшвилло “Усилительные устройства”, М., “Радио и связь”, 1983.
2. М.А. Васильев “Методические указания к курсовому проектированию широкополосных усилителей для студентов”, СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, 2009.
3. Конспект лекций.
4. О.П. Григорьев, В.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, С.Л. Пожидаев “Массовая радио – библиотека: Транзисторы”
5. Н. Н. Горюнов “Полупроводниковые приборы: Транзисторы”
Нашли опечатку? Выделите и нажмите CTRL+Enter
