Аналіз фізичного рівня безпровідних мереж стандарту IEEE

1. Вступ

При переході до створення систем широкосмугового радіодоступу з інтеграцією послуг стало зрозуміло, що основні принципи, закладені в безпровідникові системи на попередніх етапах, потребують значної корекції. На сигнальному рівні першочергове значення дістало оптимальне використання спектрального ресурсу радіоканалу при будь-яких співвідношеннях „швидкість – завадозахищеність”. На рівні протоколів стало необхідним забезпечувати заданий рівень якості обслуговування(QoS) будь-якому абоненту мережі. З цією метою в 2004 році був розроблений стандарт IEEE 802.16-2004[164], що являє собою розраховану на введення в міських бездротових мережах (WirelessMAN) технологію без провідного широкосмугового доступу операторського класу. Часто використовується комерційна назва стандарту WiMax(Worldwide Interoperability for Microwave Access), що походить від назви міжнародної організації WiMax Forum, в яку входять ряд передових комунікаційних і напівпровідникових компаній.

Основне призначення даних мереж – це надання послуг абонентам по високошвидкісній і високоякісний безпровідній передачі даних, голосу і відео на відстані в декілька десятків кілометрів. У жовтні 2007 року International Telecommunication Union ( ITU-R) включив технологію WIMAX стандарту IEEE 802.16 в сімейство стандартів мобільного зв’язку 3G. У мережах WIMAX реалізовані найостанніші досягнення науки і техніки в області радіозв’язку, телекомунікацій і комп’ютерних мереж. Стандарт IEEE 802.16 визначає застосування:

• на фізичному рівні широкосмугового радіосигналу OFDM з множиною піднесучих;
• на канальному рівні використовується сучасний протокол множинного (багатостанційного) доступу Time Divion Multiply Access (TDMA) і Scalable OFDM Access (SOFDMA);
• на мережевому (транспортному) рівні в мережах WIMAX застосовується IP-протокол передачі даних, що широко використовуваний в більшості сучасних мережах передачі даних, зокрема, в мережі Інтернет.

В більшості випадків проектування мереж WiMax є досить складним і неоднозначним процесом. Розрахунок покриття відбувається на основі вимірювань рівня завад на місцевості, що потребує значних витрат коштів та часу.

2. Стандарт фізичного рівня WiMax

WIMAX, скорочення від «Міжнародної взаємодії для Сприяння Мікрохвильовому Доступу», є ефективним рішенням для «останньої милі», що має на меті надання широкосмуговій мережі від WISP безпосередньо до будинків і офісів. Технологія WIMAX грунтується на стандарті IEEE 802.16, який у свою чергу визначає стандарт ефірного інтерфейсу WIRELESSMAN для безпровідних мереж, призначених для обслуговування крупних регіонів. Оригінальний стандарт IEEE 802.16 призначений для WIMAX в діапазоні частот 10 – 66 Ггц і припускає роботу в режимі «прямої видимості» – line of sight (LOS). Пізніше версія стандарту IEEE 802.16a була розвинена для використання в ліцензійованих і звільнених від ліцензування діапазонах частот від 2 до 11 Ггц для режиму «без прямої видимості» (NLOS). Стандарт IEEE 802.16d, який також відомий як IEEE 802.16-2004, є новою версією IEEE 802.16a і є рішенням для широкосмугового доступу для останньої милі. Цей стандарт є стандартом фіксованого зв’язку, тому що він припускає використання підписчиком нерухомої антени. Стандарт IEEE 802.16e, назваемый також «мобільним WIMAX», є поправкою до стандарту 802.16d і додає «мобільність» до даного стандарту. Тоді як застосування фіксованого WIMAX в режимі «точка-многоточка» надає широкосмуговий доступ до будинків і фірм, «мобільний WIMAX» припускає повну мобільність клієнтів стільникових мереж при наданні дійсно широкосмугових послуг.

Для WIMAX застосовуються як ліцензійовані, так і неліцензійовані частотні спектри. Завдяки використанню направлених антен, WIMAX дозволяє отримати великі відстані передачі, які можуть досягати приблизно 30 миль (50Км). Тоді як 802.16 може надати максимальну пропускну спроможність приблизно 124 Мбіт/с, 802.16a може досягти пропускної спроможності тільки 70 Мбіт/с, оскільки він повинен долати труднощі, викликані умовами режиму NLOS в діапазоні 2-11 Ггц.

WIMAX використовує схему OFDM з 256 несучими, що дозволяє йому досягти високої швидкості даних, збільшення приблизно в таке ж число разів тривалості елементарного символу, одночасно приймати прямій і відбиті від перешкод сигнали або взагалі працювати тільки по відбитих сигналах поза межами прямої видимості. Режим OFDMA передбачає роботу на 2048 піднесуть відразу з декількома абонентами в режимі OFDM. При стандартній кількості піднесуть – 256, забезпечується одночасна робота з 8 абонентами. Мобільна версія WIMAX, 802.16e, використовує Множинний Доступ з Ортогональним Частотним Мультиплексуванням (OFDMA), який не тільки ділить ті, що несуть на безліч тих, що піднесуть (як в OFDM), але також групує ці що множинні піднесуть в підканали. Крім того, WIMAX покладається на протокол доступу на основі запиту надання, який, на відміну від доступу на основі твердження, використовуваного в Wi-Fi, не дозволяє виникати колізіям даних і, таким чином, ефективніше використовує наданий діапазон частот. Як «фіксований WIMAX», так і «мобільні WIMAX» мають змінні смуги пропускання шириною від 1,5 до 20МГц для того, щоб забезпечити можливість передачі на великі відстані і до різного устаткування підписчиків.

Протоколи фізичного рівня описують методи організації дуплексу, способи адаптації, методи множинного доступу і модуляції.

Передбачені режими тимчасового і частотного дуплексу. Вид модуляції і кодування можуть змінюватися адаптивний від пакету до пакету індивідуально для кожного абонента, що дозволяє збільшити реальну пропускну спроможність приблизно удвічі в порівнянні з неадаптивними системами. Передача від АС до БС будується на комбінації двох методів багатостанційного доступу: DAMA – доступ за запитом і TDMA – доступ з тимчасовим розділенням. Структура пакетів фізичного рівня підтримує змінну довжину пакету МАС рівня. Передбачена рандомізація, завадостійке кодування і три методи модуляції: QPSK, 16QAM і 64QAM. Два останні методи передбачено для АС як опциональні.

Передача від БС до АС ведеться в режимі тимчасового дуплексу в єдиному потоці для всіх АС одного сектора. Передавач здійснює рандомізацію, перешкодостійке кодування і модуляцію QPSK, 16QAM і 64QAM. Останній метод модуляції передбачений для БС як опциональний.

Інформація в системі передається фреймами, які діляться на два субфрейми. Перший використовується для передачі БС, другої, – АС.

Стандартом також рекомендуються смуги частот і відповідні швидкості передачі при різних видах модуляції. Максимальна швидкість передачі, передбачена в стандарті, – 134,4 Мбіт/с при смузі 28 Мгц і модуляцій 64QAM.

У першій версії стандарту передбачалося використання діапазону частот 10-66 Ггц для якого рекомендувався режим передачі на одній несучій – single-carrier (SC). Особливості розповсюдження радіохвиль цього діапазону обмежують можливості роботи умовами прямої видимості. У типових міських умовах це дозволяє підключити близько 50% абонентів, що знаходяться в межах робочої дальності від базової станції. До останніх 50% прямої видимості, як правило, немає. Тому в процесі роботи над стандартом діапазон частот був розширений включенням смуги 2-11 Ггц, в якій, крім SC, передбачені ще і режими ортогонального частотного мультиплексування (Orthogonal Frequency Division Multiplexing – OFDM) і множинного доступу на основі ортогонального частотного мультиплексування (Orthogonal Frequency Division Multiply Access – OFDMA).

У стандарті також описані моделі середовищ розповсюдження радіохвиль і на цій основі сформульовані вимоги до параметрів радіоустаткування. Передбачені можливості автоматичного регулювання посилення, динамічного вибору частоти в неліцензійованих діапазонах. Крім топології точка-многоточка стандартом опционально передбачена повнозв’язна топологія – Mesh Mode, що дозволяє забезпечити прямий зв’язок АС, подолати перешкоди, характерні для безлицензионных діапазонів, за рахунок вибору напряму прийому, вільного від них, створювати добре масштабовані мережі і працювати поза прямою видимістю навіть в одночастотному режимі SC, за рахунок ретрансляції сигналів АС.

2.1 Стандарти IEEE 802.16 в системах BWA

Протягом достатнього тривалого періоду часу користувачі мереж Широкосмугового Безпровідного Доступу (BWA) чекають ефективного рішення задачі доставки високошвидкісного Інтернет в їх офіси і житлові приміщення, у тому числі і до тих віддалених пунктів, де традиційні послуги широкосмугового доступу на даний момент не реалізовуються. Після публікації в повному об’ємі розвиненого промислового стандарту IEEE802.16, що є самою передовою технологією, яка для забезпечення сумісності устаткування узгоджена з промисловістю, з’явилася надія на здійснення цих очікувань.

Стандарт IEEE 802.16, перша версія якого була закінчена в жовтні 2001 і видана 8 квітня 2002, – це стандарт безпровідного інтерфейсу Wireless MAN для безпровідних мереж (MAN), здатних охопити послугами мегаполіси, який призначений для того, щоб забезпечити передачу по високочастотних радіоканалах голосу і даних до офісів і житлових приміщень клієнтів. Консорціум промисловців всього світу, який здійснює Сприяння Мікрохвильовому Доступу, широко відомий як Консорціум WIMAX, сприяє розвитку стандарту IEEE 802.16, а також здійснює перевірку устаткування і його сертифікацію на предмет відповідності даному стандарту. Тому стандарт IEEE 802.16 часто сприймається як WIMAX сьогодні.

Стандарт IEEE 802.16a/d визначає три різних PHY (Фізичних рівня) – WirelessMAN-SCa, WIRELESSMAN-OFDM і WIRELESSMAN-OFDMA, які у взаємодії з рівнем MAC дають можливість забезпечити надійний безперервний зв’язок. На першому етапі творцями стандарту був вивчений і реалізований PHY, відповідний варіанту WIRELESSMAN-OFDM. Були також вивчені і реалізовані різні методи, які формують PHY так, щоб забезпечити найбільш реалістичну систему. Перш ніж здійснити всі ці кроки, були проведені детальні дослідження різних технологій широкосмугового доступу. Потім розробниками стандарту були детально вивчені механізми функціонування безпровідних каналів, і лише після цього був дан короткий огляд моделі PHY системи WIMAX. Були також вивчені різні застосовні види модуляції, а функціональні можливості кожної поліпшуючої параметри техніки вивчалася послідовно одина за іншою з погляду тих переваг, які вони надають системі. Нарешті, для підтвердження встановлених залежностей були приведені результати моделювання.

3. Введення станції користувачів в систему і ініціалізація

WIMAX передбачає процедуру введення в мережу нових станцій користувачів (або вузла користувачів) і їх ініціалізацію при першому підключенні до мережі. Нижче розглянута процедура введення в мережі по схемі “точка-многоточка”. У стандарті приведений спрощений алгоритм введення в мережу нової станції при сприятливому закінченні процедури. З іншими можливими сценаріями введення, включаючи і невдалу спробу, слід ознайомитися безпосередньо в стандарті ШИЇ 802.16.2004 (Revel). Схема алгоритму з успішним завершенням процедури введення і ініціалізації приведена на мал. 1

Процедура введення нової станції в мережу передбачає проходження наступних ступенів.

1. Сканування приймачем низхідного каналу і встановлення синхронізації з системним часом базової станції.
2. Отримання параметрів на передачу (для повідомлення UCD).
3. Становлення в чергу діставання доступу.
4. Ведення переговорів по встановленню базових можливостей.
5. Авторизація і обмін ключами шифрування.
6. Виконання реєстрації.
7. Створення з’єднання (зв’язки).
8. Встановлення загального часу і лати.
9. Оперативне отримання з системи необхідних параметрів.
10. Установка параметрів з’єднань (включаючи отримання набору CID).

Ступені 7, 8, 9 станція SS проходить самостійно в процесі реєстрації при сприятливому результаті обміну повідомленнями REG-REQ/REG-RSP.

Мал. 1 Алгоритм взодз станції пользователея, що прохає, в систему

Кожна SS повинна містити наступну інформацію, встановлену в устаткування виробником:

3 48-бітова універсальна МАС-адрес (відповідно до рекомендацій IEEE Scd S02—2001). Ця адреса потрібна для ідентифікації SS в процесі введення і ініціалізації;

інформацію для кодування (визначену в сертифікаті Х.509), використовувану для аутентифікації SS і забезпечення процесу шифрування в цілях безпеки передачі.

4. Виділення часу на можливість передачі

Час на передачу з боку станції користувачів визначений як час, сприятливий для передачі з боку станції одного користувача (One Casting) або авторизованої групи призначених для користувача станцій, одержуючих доступ до передачі повідомлень UL-MAP по каналу “вгору”. Ця група міститиме всі SS, включені в стільнику. або всі SS, що входять до многопользовательскую (Multicast) групи. У системі WIMAX доступ до каналів передачі організовується за запитом, передаваному передавальною стороною в повідомленні UCD. Тому між станціями, що мають намір отримати канат на передачу, виникає змагання в отриманні часу на передачу. Базова станція щоб уникнути колізій встановлює розклад можливих передач. Тривалість інтервалу, протягом якого можлива передача, залежить від розміру індивідуальної потреби SS в кількості передаваних даних в тому або іншому виді потоку послуг (тобто залежить від типу створюваного з’єднання). Виникнення колізій потенційно залежить від типу з’єднання, визначуваного конкретним CID. Станції користувачів після введення в мережу і ініціалізації отримує від BS з його списку необхідний набір CID. Кожен С ID однозначно визначає і необхідний рівень якості QOS. Базова станція на основі замовлень, що поступають, формуватиме розподіл наявного ресурсу частотних смуг відповідно до запрошуваних розмірів байт на передач} і складає розклад на черговість доступу до передачі для обслуговуваних SS.

Припустимо, що SS має дані на передач). Оскільки вона ще не знає. чи має вона інтервал часу на передачу, то вона встановлює внутрішній інтервал часу на посилки запиту необхідної смуги частот рівним начению Запиту Почата Відстрочення (Request Backoff Stan), визначеному}- у табл 4.9 формату повідомлення I’CD. Потім випадковим чином починає посилати повідомлення запиту (RNG-REG) надання смуги в межах цього інтервалу часу. Якщо впродовж цього інтервалу часу вона не по-лччает від базової станції відгуку (RNG-RSP) про надання смуги, то часовий інтервал подвоюється і знов починає посилки запиту надання смуги, потім знову подвоює часовий інтервал і так далі поки не отримає відгук з вказівкою тимчасового вікна на дозвіл передачі. Ці тимчасові інтервали (вікна) вказані в частині Запиту Почала Відстрочення со- спілкування UCD у вигляді числової коди. Наприклад, число 4 указує на розмір тимчасового вікна від 0 до 15, а число 10 відображає про розмір від 0 до 1023. Отримавши відгук, SS перестає змагатися за доступ і починає підготовку до передачі і саму передачу. Причому SS повинна почати передачу в течію не більш 3-х тактових інтервалів. SS також втрачає право на змагання, якщо вона не отримує відгуку протягом 16-ти тактових інтервалів (наприклад, через відсутність можливості BS надати час на передачу).

Базова станція надає SS тимчасове вікно на передачу відповідно до розкладу і потрібним для SS розміру інтервалом часу. Розмір необхідного вікна часу в системі визначається кількістю міні-слотів (міні-доменів). Один міні-слот (8 передаваних символів) містить 2 фізичних слота по 4 символи в кожному стозі. У стандарті розглянутий приклад можливості надання базовою станцією тимчасового вікна на можливу передачу для станції користувача. Наприклад, в системі WIRELESSMAN-SC (WIMAX з тією, що однією несе) преамбула повідомлення UCD займає 16 символів (2 міні-слоти), запит на надання смуги 3 міні-слоти і ще 3 міні-слоти потрібно для підготовки SS до передачі. Отже їй потрібне тимчасове вікно розміром 8 міні-слотів (64 символи). Якщо, наприклад, базова станція має в своїх списках запрошуваної кількості символів тільки 24 міні-слоти, то тимчасові вікна по 8 міні-слотів, сприятливих для передачі, вона може надавати тільки 3-м станціям користувачів.

5. Фізичний рівень підтримки системи OFDM-MAN

Фізичний рівень, що забезпечує передачу інформації в мережі міського значення MAN-OFDM, заснований на технології OFDM, як найбільш пристосованою для застосування в умовах непрямої видимості. Для умовної прямої видимості стандартами 802.16 і 802.!6—2004 передбачено використовувати пряме розширення спектру тільки з однією SC, що несе {Single Carrier), як технічно більш простій. Про ці способи розширення спектру сказано в розділі 4. У даному розділі розглядаються процедури, що відносяться лише до технології OFDM і OFDMA._

У будь-якій системі зв’язку, тим більше в гаком ненадійному канаті, як радіо ефір, завжди виникають помилки. Для забезпечення високої достоверноти даних, що приймаються, існують три основні підходи:

1 застосування код, що виявляють помилки;

2 застосування механізму прямого виправлення помилок FEC з испсльзованием код, що дозволяють коректувати виявлені помилки:

3 застосування протоколів, що здійснюють процедуру автоматичного запиту повторної передачі неякісних кадрів, — ARQ.

Застосування цих способів можливе лише за рахунок введення при передачі крім даних трафіку ще і додаткових біт (або навіть декілька байт) виявляючих і коректуючих код. В результаті частка корисного трафіку загалом передаваному потоці даних в каналах з надмірним кодуванням зменшується. Для збереження швидкості передачі корисного трафіку доводиться загальну швидкість передачі даних (трафік + надмірні коди) збільшувати. Це плата за підвищення достовірності доставки даних трафіку. Операції кодування, а на приймальному кінці декодування виконуються на фізичному рівні. Саме на цьому рівні дані готуються (кодуються) для передачі по каналу зв’язку, що включає середовище передачі. Тому цей процес називають канальним кодуванням (на приймальному кінці — канальним декодуванням). Після канального кодування дані подаються безпосередньо на модулятор для перетворення в радіосигнал.

В процесі канального кодування потік бітів, що отримується з МАС-уровня. піддається рандомізації і перемежению. Обов’язковим є введення виявляючих і виправляючих код, що забезпечують пряму корекцію помилок FEC. Стандартом передбачено використовувати для FEC ланцюговий код Ріда—соломона (RS—СС) спільно із згортальним кодуванням. Опційно передбачається застосовувати або блокове т/урбокодирова-ние. або згортальне турбокодирование.

6. Виявлення помилок

Досить просто реалізується спосіб застосування код, що виявляють помилки. Процедура виявлення помилок грунтується на наступному принципі: до передаваного інформаційному кадру завдовжки До біт додаються N-K біт коди виявлення помилок, так що довжина передаваного кадру стає рівною N битий. Значення коди виявлення помилок обчислюється, як функція передаваних інформаційних біт. У приймачі інформаційні і контрольні біти відділяються один від одного. На основі отриманих інформаційних даних в приймачі знов обчислюють перевірочний код. Якщо прийнятий і обчислений коди співпадають, то ухвалюється рішення про відсутність помилки; якщо коди не співпадають, то помилка є. На практиці завжди є вірогідність того, що помилка не буде виявлена навіть із застосуванням перевірочних код. Цю вірогідність прийнято називати залишковим рівнем помилок.

Найбільш простій спосіб виявлення помилок — додавання біта парності в кінці кожного передаваного блоку даних. Є два різновиди такого підходу.

При негативній парності необхідно, щоб загальне число логічних одиниць в блоці стало непарним, тобто в кінці блоку додають логічну одиницю або логічний нуль для отримання непарної кількості одиниць.

При позитивній парності додають логічну одиницю або логічний нуль для отримання парної кількості одиниць.

Якщо в процесі передачі і прийому один з бітів змінився, то наявність помилки буде виявлена. Неважко відмітити, що при зміні значень у парної кількості битий такий спосіб помилки не виявить. Тому проста перевірка парності не є надійним засобом виявлення помилок. Надійнішим і таким, що найбільш вживається є метод циклічної перевірки парності з надмірністю CRC (Cyclic Redudancy Check). У такому методі до передаваного кадру з до біт додається п-к біт так званої контрольної послідовності кадру FCS (Frame Check Sequency). Отриманий блок з біт повинен ділитися без залишку на заздалегідь задану константу. Таке ділення виконується в приймачі. Якщо ділення пройшло без залишку — помилки в прийнятому блоці немає. Таким методом можна виявляти одну або декілька помилок. Зміну значення біта можна тлумачити як застосування до даного біта операції того, що виключає АБО (операнд XOR).

7. Рандомізація джерела

Процес рандомізації потрібний для того, щоб уникнути передачі довгих послідовностей, що складаються з нулів або одиниць. У разі таких довгих послідовностей сигнали погано підтримуватимуть процес синхронізації. При рандомізації послідовність даних or джерела складається з “добре перемішаною” псевдовипадковою послідовністю і відновлюється на приймальному кінці, де закон рандомізації також відомий. Рандомізація даних виконується в кожній пачці лінії вгору і лінії вниз, тесть в подканапах частотної області і модуляції OFDM поде-несущих — в тимчасовій. Якщо кількість даних для передачі не точно відповідає кількості тих, що виділених піднесуть. то додаватиметься до кінця блоку передачі доповнення OXFF. Для ВТС і СТС, якщо вони застосовуються, добавка додаватиметься до кінця блоку передачі для заповнення до потрібної кількості битий.

Рандомізація виконується за допомогою сдвигового регістра PRBS (Pseudo Random Binary Sequency). Генератор псевдовипадкової послідовності битий PRBS працює відповідно до полінома 1 + .v + x як показано на мал. 2.

Мал. 2 Рандомізація за допомогою PR3S

Кожен байт передаваних даних послідовно поступатиме в ран-домизатор, причому старший біт MSB — першим, мл.иший битий LSB — останнім. Преамбули не рандомізуються. Початкове значення використовується для обчислення бітів рандомізації, які об’єднуються в операнд XOR (що виключає АБО) яровини допомоги сериализированного бітового потоку кожної пачки. Рандомізація застосовується тільки до біт інформації. Биті з виходу рандомизатора подаватимуться на кодер.

У низхідному потоці рандомизатор буде реиннцна.;ншрованным на старті кожного фрейма послідовністю 100101010000000. Рандомізатор не буде переустановлений на початку пачки №1. На початку подальших пачок, починаючи зпачки № 2, рандомизатор ініціалізує вектором мал. 3. Номер фрейма, використаний для ініціалізації, відноситься до того фрейма, в якому передається пачка в низхідному потоці.

Мал. 3 OFDM-рандомизирующий вектор на лінії вниз

На висхідному потоці робота рандомизатора ініціалізувалася вектором мал. 6.4. Номер фрейма, використовуваний для ініціалізації, – це номер того фрейма, в якому є UL MAP, що визначає передану пачку.

Мал. 4 OFDM-рандомизирующий вектор на лінії вгору

8. Пряме виправлення помилок (FEC)

В стандарте 802.16—2004 для обнаружения и коррекции пачек передаваемых данных используются коды Рида—Соломона (Reed—Solomon). В этом случае FEC состоит из внешнего цепного кода Рида—Соломона и совмещенного внутреннего сверточного кода. Цепной код Рида—Соломона вместе со свер-точным кодом обозначают RS-CC. FEC применяется и для линии вверх, и для линии вниз. Поддержка ВТС и СТС является опционной. Скорость сверточного кодирования в кодере Рида—Соломона равна 1/2 и всегда будет использоваться в качестве кодирующего режима при запросе доступа к сети. Кодирование выполняется пропусканием данных в блоковом формате через RS-кодер, затем данные пропускают через сверточный кодер СС. При использовании кода Рида—Соломона данные обрабатываются порциями, называемыми символами. В символе содержится М бит. Значение М является степенью 2. В стандарте 802.16—2004 принято широко применяемое значение М =2. Передаваемый блок (данные + контрольный код) длиной N бит содержит N = (2^м – 1) символов = М (2^м – 1) бит. Блоки передают последовательностью пачек. Полагая длину блока данных К бит. получаем, что длина контрольного кода будет (N – K) бит. Обычно это записывают в виде параметров кода (N, K, T). где Т— возможное количество исправляемых символов. Длину контрольного кода можно выразить через количество символов Т, которые можно исправить этим кодом (N – К) – 2 Т. Для кодов Рида-Соломона, применяемых в WiMAX, согласно стандарта 802.16—2004 параметры кола (N = 255, К = 239. Т= 8) символов. При (М =8) длина каждого блока, подвергаемого кодированию. N = 2048 бит, длина блока данных К = = 1912 бит, Т = 64 бита.

Код Ріда—соломона, вживаний в WIMAX, відноситься до так званого підкласу недвійкових код БЧХ (код Боуза—чоудхурі—хоквінгема).

У кодері блоки довжиною N розбиваються на групи. Кожна група перетвориться в символи довжиною М = 8 так. що N = (2^м – 1) Перетворення произво-дится з використанням полів Галуа GF( ) (2⁸  Galois Field). Кодування проводиться систематичним кодом. Після пермежения кожен символ перетвориться назад в еквівалентну двійкову форму.

Поліноми, використовувані для систематичної коди:

– поліном генератора коди:

g(x) = (χ + λ0)(χ+ λ1 )(χ+ λ2).(χ+λ2Т – 1), λ = 02НЕХ;

– поліном генератора поля:

р (х) = х⁸ + х⁴ + х³ + х² +1

.Код коротшає проріджуванням, для того, щоб зробити можливим існування блоків колишньої довжини і варіювати можливість виправляти помилки різної довжини. Коли блок коротшає до До’ байтів даних, то як префікс додаються 239 – К’ нульових байтів. Після закінчення кодування ці нульові байти відкидаються. Коли кодове слово проріджується, щоб зробити можливим корекцію Т байтів, то використовуватимуться тільки перші 2T’из загальної кількості 16 паритетних бантів. Бито-байтове перетворення матиме місце на початку старшого біта MSB.

Кожен RS-блок кодується бінарним згортальним кодером, який повинен мати властиву нею швидкість 1/2, Обмежувальна довжина рівна 7.

9. Перемеженіє (чергування) блоків

Перемеженіє є ефективним методом боротьби з группирукманмися помилками в каналах, схильних до глибоких завмирань. Суть методу в тому, що символи кодового слова повинні бути переставлені так. щоб поразка групи символів відбувалася кожного разу в різних кодових словах, тоесть поразку необхідно “розсіяти” по багатьом кодовим словам. В цьому випадку вони стають незалежними і їх легко виявляти і виправляти. Відомо декілька способів чергування: діагональне. згортальне, міжблокове і блокове. Часто застосовують комбінацію цих способів.

Чергування блоків проводиться за допомогою запису даних в буфер t виді прямокутної матриці, N стовпців (де N рівне сумі, дані + перевірочні символи) і L рядків, рівних числу тих, що піднесуть, що має. Запис проводиться після рядків, тоесь у міру надходження символів в блоках в порядку їх черговості, а прочитування в модулятор проводиться по стовпцях. Тим самим в кожен лічений стовпець по черзі поступатимуть даные з рядків. Запис і прочитування ведуться по прямокутній матриці зліва направо і зверху вниз.

Всі кодовані біти даних перемежатимуться в блоковому перемежи-теле з розміром блоку, відповідним числу кодованих бітів на виділені підканали на кожен OFDM-символ Ncbps- Перемеженіє відбувається в два ступені. На першому перемежении прочитування по стовпцях гарантує те, що сусідні кодовані біти відображаються на несосед-ствующие що піднесуть. На другому перемежении символи розміщують так, щоб гарантувати відображення кодованих біт, що є сусідами, по черзі на більш менш значущі біти сузір’я. У результаті вдається уникнути довгих ділянок бітів, схильних до помилок.

Хай Ncpc — число кодованих бітів на ту, що 1 піднесе. Наприклад, 1, 2, 4 або 6 для BPSK, QPSK-16QAM або 64-QAM відповідно.

Хай s = ceil(Ncpc / 2) (ceil — найбільше ціле число від виразу в дужках). В межах блоку з Ncpc бітів при передачі хай до буде індексом кодованого біта до першого перемикання, тк буде індексом цього кодованого біта після першого перемикання і перед другим перемиканням і хай jk буде індексом після другого перемикання безпосередньо перед модуляцією. Перше і друге перемежения можна описати виразами.

Перше перемежение:

тк = (Ncpc / 2)* kmod12 + floor(до / 12), до = 0, 1… Ncpc – 1,

де floor — найменше ціле від виразу в дужці.

Друге перемежение:

jk = s* floor(Mk / s)+ (тк + Ncpc – floor(12 • тк / Ncbps)) mod(s)
к = 0, 1,…, Ncbps-1

Деперемежітель в приймачі виконує операцію, зворотну перемежителю в передавачі, і також визначається двома перемежениями. В межах отриманого блоку з Ncbps блоків хай j буде індексом прийнятого біта до першого перемежения, т. — після першого перемежения до другого і kj— індекс бита після другого перемежения безпосередньо перед доставкою блоку на декодер. Тоді індекси бітів після деперемежений в приймачі визначаються виразами.

Перше перемежение:

mj = S floor ( j / s ) + ( j+ floor(12*j/Ncbps))mod(s), j=0.1.Ncbs-1

Друге перемежение:

Kj=12*mj –( Ncbps-1)* floor(12* mj / Ncbps), j=0.1. Ncbps-1.

Перший біт з виходу перемежителя відобразить старший біт (MSB) в сузір’ї.

10. Застосування OFDM сигналу на фізичному рівні мережі WIMAX

Технологія широкосмугових радіосигналів (ШПС) була розроблена в середині минулого століття і спочатку застосовувалася військовими з метою підвищення скритності і перешкодостійкості зв’язку. Найважливішою гідністю широкосмугових систем є висока швидкість передачі даних. При цьому поняття широкосмугової (broadband) трактується не тільки як використання радіосигналу з широким частотним спектром, але і як здатність системи забезпечити високу швидкість передачі даних, необхідну для мультисервисного обслуговування (доступ в Інтернет, передача даних, голосу, відео і ін.).

У системах WIMAX застосовується широкосмуговий Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) сигнал, утворений з безлічі рознесених по частотному спектру вузькосмугових сигналів. Застосування OFDM сигналу забезпечує системі WIMAX найвищу в класі BWA спектральну ефективність (швидкість передачі даних в одному Герці смуги частотного спектру), можливість роботи поза прямою видимістю, найвищі енергетичні параметри зв’язку забезпечують високу дальність зв’язку, можливість ефективного обслуговування мобільних абонентів.

11. Спектральна ефективність OFDM сигналу системи WIMAX

Спектральна ефективність системи оцінюється максимальною можливою швидкістю передачі даних (кількість передаваних бит/c) системи в одиниці смуги займаних частот в один Герц. Висока спектральна ефективність системи WIMAX досягається за рахунок розподілу передачі інформації по паралельних підканалах тих, що піднесуть сигналу OFDM.

OFDM є множиною вузькосмугових рознесених по частоті сигналов-поднесущих (subcarrier) (мал.5).

Мал. 5 Спектр радіосигнала з однією несучою (а) і OFDM (б)

OFDM сигнал формується таким чином. Деяка високошвидкісна послідовність імпульсів спочатку ділиться на безліч паралельних цифрових потоків з імпульсами більшої тривалості.

Кожна знов освічена послідовність імпульсів модулюється по амплітуді і по фазі QAM корисним сигналом (constellation mapping), що несе інформацію про передавані дані. Отримана безліч модульованих послідовностей імпульсів за допомогою частотного мультиплексора об’єднується в сукупність розділених по частоті ортогональних каналів (що піднесуть), утворюючи єдиний широкосмуговий сигнал. Далі сигнал з безліччю тих, що піднесуть перетвориться за допомогою Digital Analog Converter (DAC) у високочастотний аналоговий радіо сигнал і передається по безпровідному каналу зв’язку.

Операція ортогонального частотного мультиплексування з математичної точки зору є операцією FFT – дискретного зворотного швидкого перетворення Фурье. З фізичної точки зору мультиплексування переводить тимчасові імпульси time domain в частотний розподіл frequency domain (рис 3). На приймальній стороні відбувається зворотна операція перетворення в проміжну частоту, демультиплексування і демодуляції широкосмугового сигналу.

Мал. 7 Принцип формування рознесених по частоті тих, що піднесуть

Найважливішою відмінністю OFDM технології від простого розділення радіосигналу по декількох паралельних частотних каналах є ортогональность тих, що піднесуть в груповому спектрі OFDM сигналу. Фізичний сенс ортогональности полягає в підмішуванні в структуру кожної спеціальної мітки, що піднесе, – певної унікальної кількості синусоїдальних коливань сигналу, що розрізняються по фазі на 90 град. (ортогональних функцій), що дозволяє демультиплексору на основі аналізу даних влучний розділяти сигнали, що піднесуть, навіть у разі часткового перекриття їх частотних спектрів. Виділення тих, що несуть в загальному спектрі звичайного багатоканального сигналу унаслідок обмежених технологічних можливостей сучасних смугових частотних фільтрів вимагає достатньо великого частотного рознесення тих, що несуть, що обмежує збільшення їх кількості в заданій смузі частот. Виділення тих, що несуть в груповому спектрі OFDM сигналу при демультиплексуванні проводиться за допомогою ортогональних перетворень сигналів. Це допускає можливість перекриття спектрів що сусідніх піднесуть, що дозволяє значно збільшити частотну щільність їх розміщення в спектрі сигналу і підвищити спектральну ефективність.

Метод селекції сигналів і перешкод (шуму) на основі аналізу їх структури застосовується в технології широкосмугового радіозв’язку з середини 1990-х років. Вперше даний метод був використаний в технології розширення спектру DSSS для формування і виділення на тлі перешкод широкосмугового шумоподобного сигналу, що утворюється шляхом множення (мультиплексування) вузькосмугового сигналу на випадкову швидкісну послідовність імпульсів. Дана технологія була реалізована в безпровідних локальних мережах першого покоління Wireless LАN (WLAN) стандарту IEEE 802.11, системах супутникової навігації GPS. Метод виділення сигналів по закладених при їх формуванні цифрових кодах також реалізований в мобільному зв’язку стандарту Сode Division Multiply Access (CDMA).

Застосування OFDM сигналу дозволяє WIMAX мережам забезпечити вищу швидкість передачі даних по порівнянню системами з тією, що однією несе, що досягається за рахунок розподілу передачі інформації по безлічі паралельних частотних каналів.

Використання OFDM, в принципі, не є специфічною особливістю технології WIMAX. Модуляція OFDM також застосовується, наприклад, в системах Wi-Fi стандарту IEEE 802.11a/g. Проте OFDM в технології WIMAX стандарту IEEE 802.16 має значно більше число тих, що піднесуть, визначають вищу спектральну ефективність систем WIMAX в порівнянні з системами стандарту IEEE 802.11a/g.

OFDM сигнал в WIMAX мережах фіксованого доступу стандарту IEEE 802.16-2004 має до що 256 піднесуть, в мережах мобільного WIMAX стандарту IEEE 802.16e – до що 2048 піднесуть, а в системах Wi-Fi стандарту IEEE 802.11a/g – що всього лише 64 піднесуть. Слід зазначити, що більшість систем широкосмугового безпровідного доступу BWA попереднього покоління (так звані preWiMAX системи) базуються на чіпсеті стандарту IEEE 802.11a. Всі модифікації і удосконалення систем Wi-Fi, що дозволяють їх використовувати для цілей BWA, виконуються на програмному рівні. Тим самим, сигнали preWiMAX, також як і Wi-Fi, мають тих, що всього 64 піднесуть. Це означає, що WIMAX мережі мають приблизно в три і більше разів велику спектральну ефективність в порівнянні з Wi-Fi і preWIMAX системами. Тим самим, межа швидкості передачі даних на фізичному рівні мережі при використанні каналу зв’язку однакової ширини в системах WIMAX більш ніж в три рази вище, ніж в системах preWiMAX і Wi-Fi. Так теоретична межа швидкості передачі каналу WIMAX стандарту IEEE 802.16-2004 шириною 10 Мгц (що 128 піднесуть) складає близько 36 Mbps. Межа швидкості передачі даних системи на базі чіпсета Atheros стандарту IEEE 802.11a, використовуваного в Wi-Fi і pre-WiMAX в каналі зв’язку 20 Мгц (що 64 піднесуть) складає приблизно 30 Mbps, і, відповідно, в каналі зв’язку шириною 10 Мгц (що 32 піднесуть ) – менше 15 Mbps.

12. Моделі безпровідних каналів

Модель ідеального каналу, званого каналом з «аддитивним білим шумом» (AWGN) Гауса, – звичайна відправна крапка при аналізі роботи системи радіозв’язку. Згідно цієї моделі, передані зразки даних вражаються поряд статистично незалежних шумових джерел, які представлені головним чином тепловими шумами, що виникають в приймачі. Теплові шуми виникають із-за випадкового руху електронів унаслідок теплової активності в приймачі. Термін «Гаус» використовується, щоб подчеркнутьть, що ці теплові перешкоди мають розподіл Гауса. Струм, наведений випадковим рухом електронів, може бути оцінений як сума нескінченно великої кількості малих індивідуальних струмів, проведених рухом дуже великої кількості електронів, і, оскільки всі джерела поводяться незалежно, передбачається, що повний струм є сумою великої кількості незалежних і ідентично розподілених (i.i.d) випадкових струмів. Якщо застосувати центральну граничну теорему, яка стверджує, що розподіл суми великої кількості i.i.d випадкових змінних наближається до розподілу Гауса, то цей повний струм матиме поведінку Гауса. Термін «білий» (white) використовується, щоб вказати, що цей шум має рівну потужність для всіх частотних компонент, тобто спектральна щільність потужності шуму постійна для всіх частот і рівна N0/2, при цьому N0/2 називають двосторонньою шумовою спектральною щільністю. Термін «аддитивний» має на увазі, що шумові зразки додані до переданих зразків даних і вражають їх. Таким чином, в цілому прийнятий в каналі AWGN сигнал, може бути представлений

r(t) = s(t) + n(t)

де s (t) – переданий сигнал,
і n (t) – шумовий сигнал, зразки якого мають середнє значення 0 і варіюються в межах N0/2.

На жаль, модель AWGN не є цілком відповідною для безпровідних каналів, тому що переданий сигнал схильний також явищу «завмирань», що додаються безпровідним каналом на додаток до шуму, що виникає в приймачі. Завмирання представляють обой флуктуації миттєвих значень напруженості сигналу в місці розташування приймача із-за безлічі трас розповсюдження при проходженні сигналу.де s (t) – переданий сигнал, і n (t) – шумовий сигнал, зразки якого мають середнє значення 0 і варіюються в межах N0/2.

Сигнал відбивається різними об’єктами, розташованими на його трасі, оскільки він йде від передавача до приймача, проходячи через безліч трас. Ці компоненти багатопроменевого розповсюдження впливають на приймач позитивно або негативно залежно від їх коефіцієнтів ослаблення і фазових кутів, примушуючи таким чином рівень прийнятого сигналу коливатися залежно від часу і відстані.

Основні механізми, які зачіпають сигнал, що розповсюджується в безпровідному середовищі, – це Віддзеркалення, Дифракція і Розсіювання.

Віддзеркалення відбувається, коли сигнал, що розповсюджується, відбивається від об’єкту з розмірами достатньо великими по відношенню до довжини хвилі сигналу.

Дифракція відбувається, коли траса розповсюдження між передавачем і приймачем перекрита щільною перешкодою з розмірами, які є великими по відношенню до довжини хвилі сигналу, що приводить до формування позаду перешкоди вторинних хвиль. Розсіювання відбувається, коли сигнал, що розповсюджується, натрапляє на об’єкт, розміри якого порядку довжини хвилі сигналу або менш, що приводить до переизлучению енергії сигналу по всіх напрямах.

Ці три види завмирань разом утворюють загальну картину завмирань в каналі, що достатньо повно представляється як Замірання Крупного масштабу і Дрібномасштабні Завмирання.

12.1 Великомасштабні Завмирання

Великомасштабні завмирання є середнім ослабленням потужності сигналу або втрати на трасі при проходженні трас великої протяжності. Втрати на трасі і Затінювання – ось два основні механізми, які приводять до ефектів завмирань крупного масштабу.

12.2 Втрати на трасі розповсюдження

Втрати на трасі розповсюдження краще всього описуються моделлю втрат на трасі вільного розповсюдження. Модель втрат на трасі вільного розповсюдження припускає, що передавальна антена є ізотропною, тобто, передавач випромінює енергію з рівною інтенсивністю на всіх напрямках, і немає ніяких об’єктів на трасі розповсюдження між передавачем і приймачем, які могли б блокувати сигнал або створювати умови для його віддзеркалення. Також передбачається, що середовище передачі не поглинає енергію. Потужність, прийнята приймальнею антеною в моделі вільного простору визначається виразом Friis для вільного простору [1]:

$P_r\left(d\right) = \frac{P_{t }{G}_t G_r {\lambda }^2}{{\left(4\pi d\right)}^2 L} \left(2\right)$

де Pt – передана потужність,
Pr (d) – прийнята потужність, яка є функцією відстані між передавачем і приймачем,
Gt – посилення передавальної антени,
Gr – посилення приймальної антени, є довжиною хвилі сигналу,
d – це відстань між передавачем і приймачем,
L – коефіцієнт втрат системи, не пов’язаних з розповсюдженням.

$P_r\left(d\right) = \left(\frac{P_{t }{G}_t G_r {\lambda }^2}{{\left(4\pi d_0\right)}^2 L}\right) {\left(\frac{d_0}{d}\right)}^2 \left(3\right)$

Можна бачити, що потужність прийнятого сигналу назад пропорційна квадрату відстані між передавальною і приймальною антенами. Отже, якщо відстань між передавачем і приймачем збільшується, потужність сигналу, що приймається, зменшується. Рівняння 2 може бути записано у такому вигляді
де d0 – гранична відстань для дальньої області антени. Втрати на трасі, PL (d) – це ослаблення сигналу між передавальною і приймальною антенами і визначається як

$PL\left(d\right) = \frac{P_t}{P_r\left(d\right)} = \left(\frac{{\left(4{\mathrm{\pi d}}_0\right)}^2 L}{G_t{G}_r{\lambda }^2}\right) {\left(\frac{d}{d_0}\right)}^2 \left(4\right)$

У децибелах приведений вище вираз може бути записане так

$PL(d{)}_{dB} = PL(d_0{)}_{dB} + 20{\log }_{10} \left(\frac{d}{d_0}\right)= PL(d_0{)}_{dB} + \left(10\right) \left(2\right) {\log }_{10} \left(\frac{d}{d_0}\right) (5)$

А в загальному вигляді верхній вираз можна записати так

$\frac{}{PL(d{)}_{dB}} =PL(d_0{)}_{dB} + 10n {\log }_{10} \left(\frac{d}{d_0}\right) (6)$

де n- це так звана «експонента втрат на трасі», яка рівна 2 для вільного простору і більше 2 для реальних каналів.

12.3 Затінювання

Затінювання – це зміна рівня прийнятій потужності сигналу на великих відстанях із-за випадкових ефектів ландшафту і наявності крупних об’єктів в навколишньому середовищі. Воно є причиною того, що два різні приймачі, рівновіддалені від передавача, приймають переданий сигнал з різною потужністю. Затінювання може бути представлене як додатковий випадковий компонент, доданий до втрат на трасі, і таким чином ефективні втрати на трасі на заданій відстані від передавача випадкові і, як то кажуть, підкоряються логарифмічно-нормальному закону розподілу вище величини PL(d). Цю форму затінювання називають логарифмічно-нормальним затінюванням, і воно може бути представлене як [1]:

$PL(d{)}_{dB} = \frac{}{PL}\begin{array}{c}\\ (d{)}_{dB}\end{array}+ X_{\sigma } dB=PL(d_0)+10n{\log }_{10}\left(\frac{d}{d_0}\right)+X_{\sigma } (7)$

Девипадкові зміни Гаусів.

12.4 Дрібномасштабні завмирання

Дрібномасштабні завмирання відносяться до швидких коливань потужності сигналу, що приймається, впродовж короткого проміжку часу або малої дистанції розповсюдження за умов, коли великомасштабні ефекти можуть ігноруватися, наприклад, при переміщенні мобільних пристроїв від одного пункту до іншого. Цей тип завмирань спостерігається в тих випадках, коли дві або більша кількість копій переданого сигналу досягають приймача з різними затримками розповсюдження, амплітудою, фазою і кутами прибуття. Оскільки багато версій переданого сигналу проходять по різних трасах, їх часто називають багатопроменевими компонентами, а їх об’єднання може бути як корисним, так і шкідливим, якщо воно приводить до завмирання. Мобільний радіоканал може бути точно змодельований як лінійний, залежний від часу фільтр, і його імпульсний відгук повністю характеризує багатопроменевий канал із завмираннями. Імпульсний відгук такого каналу має вигляд

$h(\tau ; t) = \sum _{n=1}^N a_n\left(t\right)e^{–j2{\mathrm{\pi j}}_{\mathrm{c}} {\mathrm{\tau }}_{\mathrm{n}}\left(\mathrm{t}\right)} \delta \left(\tau – {\tau }_n\left(t\right)\right) \left(8\right)$

Передавальна функція залежного від часу каналу – це перетворення Фурье для імпульсного відгуку і має вигляд

$H \left(ƒ; t\right) = {\int }_{\infty }^{–\infty } h\left(\tau ; t\right)e^{–j2\mathrm{\pi ƒ\tau }} d\tau \left(9\right)$

Зміни в H (f; t) викликано з одного боку зміною f, що приводить до розподілу в часі основного цифрового імпульсу в межах сигналу, і це поведінку каналу називають «дисперсією в часі» або «варіаціями частоти» початкового каналу. З іншого боку, зміни в H (f; t) викликані зміною величини t, яке приводить до розподілу в частотній області, і це поведінку каналу називають «частотною дисперсією» або «відмінністю в часі» для початкового каналу. Час затримки в (9) відноситься до прояву розподілу в часі, який є наслідком неоптимального імпульсного відгуку каналів із завмираннями за час спостереження t, викликаного природою каналу, що змінюється в часі, яка є проявом відносного руху передавача і приймача або руху об’єктів, що заважають, в межах каналу [2]. Будь-який з двох механізмів дрібномасштабних завмирань може бути еквівалентно вивчений як в тимчасовій, так і в частотній області. Bello в [3] запропонував поняття Стаціонарного Некоррелірованого Розсіювання Широкого Сенсу (WSSUS) для того, щоб вивчити явище дрібномасштабного федингу. Припущення WSSUS дозволяє представити загальну передавальну функцію автокореляції у такому вигляді Функція називається просторово-частотною, просторово-часовою кореляційною функцією каналу.

13. Вплив інтерференції на OFDM канал зв’язку WIMAX

У реальних системах крім теплового шуму і внутрішнього шуму приймача присутня інтерференція. Тому SNR оцінюється як С/n+i, де З – потужність сигналу, N – потужність теплового шуму, I – потужність сигналу інтерференції. Вплив інтерференції приводить до деградації рівня чутливості приймача. Чим вище рівень інтерференції, тим на велику величину сигнал на вході приймача RSSL повинен перевищувати рівень чутливості для підтримки відповідної модуляції.

Значення показника SNR=С/N+I (зазвичай позначається коротко як C/I) постійно вимірюється в процесі роботи як на базовій станції, так і на кожному абонентському терміналі WIMAX, з метою динамічного призначення найбільш відповідної модуляції для кожного передаваного пакету даних. Цей вимірюваний показник позначається SINR (Signal to interference plus noise ratio) або CINR (Carrier to interference plus noise ratio).

Експериментально встановлено, що якщо рівень інтерференції знаходиться нижчим за рівень теплового шуму Receiver Noise Floor на величину в 6 dB, то ця інтерференція не робить впливу на приймач системи. Точніше, при I = No – 6 dBm рівень зниження (деградації) рівня чутливості приймача не перевищує 1 dB.

Рівень теплового шуму з урахуванням внутрішнього шуму приймача складає N = 10log(kTo)+ Nf = -136 dB (W/MHz). Тому рівень інтерференції I в каналі шириною 10 Мгц, чутливості приймача, що не приводить до істотної деградації, рівний

I = -136 + 30 + 10 Log(10) – 6 = -102 dBm

У каналі шириною 5 Мгц рівень інтерференції, що не приводить до істотної деградації чутливості приймача, рівний -105 dBm.

При перевищенні рівня потужності інтерференції порогових величин деградація рівня чутливості збільшується більш ніж на 1 dB і інтерференції може впливати на роботу системи. Ступінь негативного впливу залежить від типу сигналу інтерференції (перешкоди). При оцінці чутливості приймача як шум розглядається шум Гауса або “білого”. Реальний сигнал перешкоди по своїй структурі, природно, може відрізнятися від білого шуму і його вплив на роботу системи може бути як сильніше, так і слабкіше за вплив білого шуму. Так наприклад, вузькосмугова перешкода може взагалі не впливати на широкосмуговий сигнал OFDM. Точна теоретична оцінка впливу різних типів перешкод на роботу приймача системи є достатньо складним завданням. Більш менш точно оцінити взаємний вплив інтерференції можливо для однотипного устаткування при аналізі електромагнітної сумісності, що буде розглянуте в наступних розділах. На практиці для оцінки можливості роботи систем в умовах інтерференції різного типу зазвичай оперують граничними значення CINR.

WIMAX є системою з автоматичним регулюванням потужності AТPC. На базових станціях задається максимально можливий рівень вхідного сигналу RSSL. Для 5 Ггц систем з шириною каналу 5 або 10 Мгц даний рівень зазвичай встановлюється рівним 65-70 dBm. При мінімально достатньому рівні сигналу на вході приймача RSSL в 65-70 dBm (близькому до рівня чутливості з урахуванням fade margin) і при відношенні сигнал/шум + інтерференція С/n+i >= 21 + 6 = 27 dB на модуляції 64QAM3/4 досягається деградація рівня чутливості приймача не вище 1 dB для BER = 10E-6. Таким чином, зміряне в процесі роботи WIMAX значення CINR >= 27 dB при мінімально достатньому рівні RSSL гарантує, що інтерференції знаходиться нижчим за рівень теплового шуму приймача на величину не менше 6 dB і незалежно від типу сигналу інтерференції практично не робить впливу на роботу системи.

При роботі в умовах сильної інтерференції або по інших причинах максимальний рівень вхідного сигналу на базовій станції може бути підвищений до 65-60 dBm. В цьому випадку, при підвищенні рівня сигналу на вході приймача, вимоги до рівня CINR для підтримки модуляції 64QAM3/4 декілька знижуються аж до мінімально необхідного рівня 21 dB.

Тим самим, в умовах присутності інтерференції для підтримки, наприклад, модуляції 64QAM3/4 абсолютно недостатньо мати рівень сигналу RSSL, що перевищує рівень чутливості приймача для 64QAM3/4 на величину fade margin. Тобто, тільки за значенням рівня сигналу RSSL за наявності інтерференції неможливо визначити який тип модуляції може підтримуватися системою. Наприклад, рівень вхідного сигналу RSSL може бути рівним – 65 dBm, що в умовах відсутності інтерференції більш ніж достатньо для підтримки модуляції 64QAM3/4 при будь-якій ширині каналу. Проте за наявності інтерференції реальне отримуваний CINR може бути менше величини 20 dB, що не дозволяє підтримувати модуляцію 64QAM3/4 з рівнем помилок BER=10E-6.

Якщо зміряне системою значення CINR перевищує значення 21 dB, то це означає, що сигнал RSSL перевищує рівень порогової чутливості для 64QAM3/4. Eсли зміряне системою значення CINR перевищує значення 27dB, то по колишньому сигнал RSSL перевищує рівень порогової чутливості для 64QAM3/4, але при цьому рівень інтерференції не перевищує допустимого рівня і не впливає на приймач системи.

Таким чином, для підтримки системою WIMAX найвищої символьної швидкості на модуляції 64QAM3/4 необхідно і достатньо, щоб відношення сигнал/шум + інтерференція CINR перевищувала значення 21-27 dB на величину fade margin.

Тим самим, об’єктивним показником можливості підтримки тієї або іншої модуляції є вимірюване системою WIMAX відношення CINR. Саме по значення CINR, що набуває, система WIMAX встановлює робочу модуляцію сигналу, що забезпечує стійку роботу каналу зв’язку з рівнем бітової помилки не вище BER=10E-6.

Зазвичай базову станцію WIMAX настроюють на роботу в умовах відсутності або низького рівня інтерференції, задаючи максимальний рівень потужності вхідного сигналу близькому до значення чутливості Rx плюс fade margin в 1-3 dB, що для систем з шириною каналу 10 Мгц складає порядку -70 dBm. Cистема WIMAX за відсутності інтерференції здатна працювати на модуляції 64QAM3/4 при CINR >= 21 dB. Запас по завмираннях fade margin для CINR зазвичай вибирається 1 dB або для стабільнішої роботи 3 dB. Поріг перемикання на нижчу модуляцію, наприклад, 64QAM2/3 також може складати 1 dB. Верхній і нижній пороги перемикання модуляцій утворюють так званий гістерезис. Тим самим, система WIMAX може бути стандартно настроєна таким чином, що досягши CINR=24 dB включається модуляція 64QAM3/4, яка міняється на 64QAM2/3 при зниженні рівня CINR нижче 20 dB. Якщо в процесі роботи системи WiMAХ із стандартними настройками поточне вимірюване значення CINR рівне 27 dB і вище, то це свідчить про те, що навіть якщо інтерференція і присутній, то її рівень не впливає на роботу системи на модуляції 64QAM3/4. Якщо вимірюваний рівень CINR менше 20 dB при RSSL = -70 dBm, то це свідчить про наявність сильної інтерференції. В цьому випадку, якщо понизити рівень потужності інтерференції неможливо або скрутно, то на базовій станції може бути підвищений максимальний рівень вхідного сигналу до 65 і навіть 60 dBm. При цьому вимоги до CINR для 64QAM3/4 знижуються до 21 dB і для стійкої роботи системи гістерезис підтримки модуляції 64QAM3/4 також повинен бути відповідним чином змінений.

Важливою відмінністю систем WIMAX від preWiMAX є спосіб вимірювання SNR, системою, що реалізовується, в процесі її роботи. Система WIMAX вимірює SNR шляхом обчислення рівня CINR на основі підрахунку кількості прийнятих помилкових біт для кожного пакету даних і на основі аналізу отриманого рівня CINR вибирає тип підтримуваної модуляції. Системи preWiMAX взагалі можуть не проводити оцінку SNR, а вибір типу модуляції проводити на основі аналізу рівня вхідного сигналу RSSL (або деякої абстрактної величини RSSI – Receive Strength Signal Indicator). Також може проводитися оцінка рівня шуму (інтерференції) на основі вимірювання рівня потужності сигналів, не розпізнаних демодулятором приймача, і даватися вельми приблизна оцінка результуючого SNR. Тим самим для preWiMAX систем можлива ситуація, коли індикатори показує хороший рівень вхідного сигналу RSSI і SNR, але в радіоканалі унаслідок дії перешкод є високий рівень помилок. Така ситуація в системах WIMAX принципово неможлива. Система WIMAX завжди адекватно реагує на високий рівень інтерференції шляхом пониження рівня модуляції на основі аналізу значення CINR, що набуває, і не допускає збільшення помилок в радіоканалі зверху необхідної величини.

При оцінці дальності зв’язку в умовах інтерференції вираз (3) розрахунку потужності вхідного сигналу RSSL трансформується у вираз розрахунку необхідного рівня SNR = С/n + I або С/i відношення сигнал/шум + інтерференція. Слід зазначити, що вплив інтерференції будь-якого типу на OFDM сигнал з невеликою кількістю тих, що піднесуть, а також на сигнал з тією, що однією несе, в загальному випадку, носить більш деструктивний характер, ніж на сигнал з великою кількістю тих, що піднесуть. Це виражається в тому, що рівень SNR, потрібний для роботи, наприклад, 64QAM3/4 в умовах сильної інтерференції для сигналу з меншою кількістю тих, що піднесуть (preWIMAX) може бути значно більше необхідного рівня SNR з великою кількістю тих, що піднесуть (WIMAX). Це дає додатковий запас по енергетиці сигналу системам WIMAX при роботі в умовах інтерференції і збільшує максимальну дальність зв’язку.

13.1 Закони розподілу завмирань

Параметри завмирань (федингов), такі як ослаблення і затримки зазвичай моделюються як імовірнісні процеси, оскільки вони не можуть бути заздалегідь детерміновані. Затримки, як завжди припускають, однорідно розподілені по розумному числу періодів символу. Що огинає прийнятого сигналу, яка залежить від ослаблення, моделюється різними законами розподілу вірогідності залежно від присутності або відсутності «прямої видимості» (LOS) в каналі передачі між передавачем і приймачем і серйозністю умов завмирання в каналі. Більшість цих моделей припускає велика кількість рассеивателей, достатня для того, щоб як модель каналу могла використовуватися центральна гранична теорема.

13.2 Релєєвські (Rayleigh) завмирання

Модель Релєєвських завмирань використовується для каналів, які не мають сильного компоненту сигналу прямої видимості між передавачем і приймачем. Коефіцієнт завмирань може бути представлений як

$a\left(t\right)e^{–j2\mathrm{\pi } {\mathrm{ƒ}}_{\mathrm{c}}\mathrm{\tau }\left(\mathrm{t}\right)} = x\left(t\right) + jy\left(t\right) \left(11\right)$

де x (t) і у (t) є так званими незалежними реальними імовірнісними процесами Гаусів. Поняття «Гауси» є наслідком того факту, що передбачається велика кількість рассеивателей, а застосування центральної граничної теореми до цих випадкових рассеивателям приводить до розподілу Гауса. Середні значення величин x (t) і у (t) прагнуть до нуля, оскільки відсутній сильний компонент сигналу основного променя. Математично, якщо ми маємо дві незалежних і тотожно розподілених випадкових змінних Гаусів X і Y з середнім значенням рівним 0 і змінну, тоді R = pX2 + Y2 має Релєєвськоє розподіл з функцією щільності вірогідності, що представляється як:

${\rho }_R\left(r\right) = \left\{\begin{array}{l}\frac{r}{{\sigma }^2} exp\left[ \frac{– r^2}{2{\sigma }^2}\right] for r\ge 0\\ 0 otherwise.\end{array}\right. \left(12\right)$

13.3 Завмирання Накагами-м

Що огинає прийнятого сигналу може бути оформлена більш загальною, статистичною моделлю, названою Nakagami-m розподілом, функцію щільності вірогідності для якої представляють у вигляді

${\rho }_X \left(x\right) = \frac{2}{Г \left(m\right)} {\left(\frac{m}{2{\sigma }^2}\right)}^{ m} {х}^{2m – 1} {е}^{\frac{–m{z}^2}{2{\sigma }^2}}$

де

$Г \left(m\right) \frac{∆}{‾‾} {\int }_0^{\infty } t^{m – 1} е{ }^{– t} dt. \left(13\right)$

Nakagami-m розподіл зводиться до розподілу Релея при m = 1. Параметр m повинен бути вибраний так, щоб відповідати ступеню серйозності завмирань в каналі.

13.4 Райсиановськие (Rician) завмирання

Модель Райсиановських завмирань використовується для каналів, які мають сильну складову сигналу прямої видимості між передавачем і приймачем. Процес завмирань може бути представлений як

$\alpha \left(t\right) {е}^{–j2{\mathrm{\pi ƒ}}_{\mathrm{e}}\mathrm{\tau }\left(\mathrm{t}\right)} = x \left(t\right) + jy \left(t\right) + {\alpha }_0 \left(14\right)$

де a0 – постійна, яка представляє амплітуду компоненти променя прямої видимості. Величина компоненти променя прямої

$K = \frac{{\alpha }_0^2}{{2_{\sigma }}^2}$

видимості визначається коефіцієнтом Райса.

Райсиановськоє розподіл показує гірші по відношенню до розподілу Релея умови розповсюдження тоді, коли домінуючий компонент променя прямої видимості зникає, тобто, коли a0 стає рівним 0.

У результаті втрати на трасі, затінювання і багатопроменеві фединги – це ті три головні проблеми, з якими зазвичай стикаються, коли безпровідний канал використовується як середовище передачі, і першорядне значення серед них мають завмирання при багатопроменевому режимі розповсюдження. Модель Релєєвських завмирань використовується для того, щоб моделювати безпровідний канал у тому випадку, коли кожен переданий символ стикається з різними коефіцієнтами завмирань у міру його просування до приймача.

У каналі також відбувається додавання AWGN шуму до переданого символу. Для цього виду моделі, прийнятий символ r може бути виражений як

$N_e \left(0, {\sigma }^2\right) \left(15\right)$

r = hs + n

де h – це складний коефіцієнт Релєєвських завмирань,
s – переданий символ
n = складний аддитивний білий шум Гауса

14. Методи боротьби із завмираннями, які пропонуються для WIMAX

Для боротьби із завмираннями і міжсимвольною інтерференцією при використанні WIMAX в діапазоні 2-11 Ггц в умовах відсутності прямої видимості (NLOS) були запропоновані різні методи для фізичного рівня (PHY) систем WIMAX. Далі буде дан короткий огляд деяких з цих методів.

14.1 Розділення

Розділення – це могутня комунікаційна технологія, яка бореться із завмираннями, експлуатуючи випадкову природу безпровідного каналу, і дозволяє реалізувати незалежний (дуже некоррелированый) канал передачі сигналу між передавачем і приймачем. Навіть у тих випадках, якщо деякі з променів піддаються глибокому завмиранню, інші незалежні від них промені можуть передавати сильний сигнал, і за наявності більш ніж одного променя, при детермінованому виборі одного з них, може бути досягнуте значне поліпшення параметрів [1]. Три головні види розділення, які застосовуються в PHY WIMAX, – це тимчасове розділення, частотне розділення і просторове розділення. З цих трьох типів розділення найбільш важливими на даний момент можна рахувати просторове розділення і частотне розділення.

14.2 Просторове розділення

Просторове Розділення, яке іноді також називають Антенним Розділенням ( Antenna Diversity), досягається за наявності безлічі антен в передавачі або приймачі, або і в передавачі, і в приймачі (Множинний Вхід Множственний Вихід (MIMO)). Для того, щоб отримати незалежно завмираючі сигнали, необхідна величина розділення в просторі між двома антенами порядка декілька довжин хвилі.

У системі з m передавальних антен, і n приймальних антен, максимальний виграш від розділення рівний mn в припущенні, що коефіцієнти завмирань між індивідуальними парами антен відповідають незалежним і тотожно распределеным (i.i.d) Релєєвським завмиранням [5].

Для досягнення великого посилення від розділення можуть використовуватися Просторово-часові методи кодування типу Просторово-часових Блокових код (STBC) і Просторово-часових Гратчастих код (STTC). Окрім досягнення посилення від розділення, Просторово-часові Гратчасті коди досягають також посилення від кодування, але складність декодування STTC набагато вища, ніж для STBC.

Разом з просторово-часовими методами кодування, які покращують надійність прийому, існують також і інші методи MIMO, які збільшують швидкість передачі інформації при постійному рівні надійності (готовності) каналу, збільшуючи кількість мір свободи, застосовних в комунікаціях [6] [7]. Одна з такої техніки – це система Bell Labs Space Time Architecture BLAST, яка досягає посилення мультиплексування, передаючи незалежні потоки символів від безлічі передавальних антен. Якщо промені між індивідуальними парами приемо-передающих антен завмирають незалежно, утворюються багатократні просторові паралельні канали, які передають незалежні інформаційні потоки через ці просторові канали, то, в результаті, швидкість даних може бути збільшена. Цей ефект також називають просторовим мультиплексуванням.

Мета системи BLAST полягає в тому, щоб досягти посилення мультиплексування, передаючи М корисних символов/канал, де М – це кількість передавальних антен, Просторово-часові методи кодування дозволяють досягти максимального посилення розділення і надійно передають 1 корисний символ/канал. Спектральна ефективність Просторово-часових схем кодування може бути покращувана при використанні таких методів, які забезпечують вищий рівень модуляції, але це приводить до погіршення коефіцієнта помилок (BER), оскільки в сузір’ях вищого порядку сигнали розташовані ближче один до одного.

Таким чином, існує зворотна залежність між посиленням розділення і посиленням мультиплексування в безпровідному з пункта-к-пункту каналі із завмираннями, яка встановлює обмеження для всієї системи MIMO.

Табл. 1 Схеми модуляції і кодування для 802.16d

Для PHY WIMAX також можуть бути запропоновані Просторово-часові блокові коди як додатковий метод, який може бути реалізований при передачі інформації в низхідному каналі для того, щоб забезпечити підвищене розділення [4]. Схема 2 1 або 2 2 Alamouti STBC [8], яка забезпечує обидва види розділення: – розділення в часі і просторове розділення, також може бути здійснена. Для того, щоб в першу чергу скористатися перевагами розділення на прийомі, при якому немає необхідності в додатковій передаваній потужності, застосовують обидві схеми розділення.

14.3 Адаптивна Модуляція і Кодова залежність

Стандарт 802.16a/d визначає сім комбінацій модуляції і кодової залежності, які можуть використовуватися для того, щоб досягти різних співвідношень швидкості даних і надійності каналу, залежно від серйозності умов завмирань в каналі. Ці можливі комбінації показані в Табл.1. За рахунок використання модуляцій більш високого рівня можна збільшити швидкість даних, але при цьому погіршити надійність системи і навпаки.

Використовується згортальний кодуючий пристрій з кодовим відношенням 1/2. При використанні в WIMAX PHY згортального кодуючого пристрою, а також при використанні пунктурирования, можуть бути досягнуті повні кодові відносини 2/3 і 3/4. Пунктуровання – це процес видалення деяких з паритетних бітів після кодування. У подальших дослідженнях використовуються тільки схеми модуляції BPSK і QPSK, і ніяке пунктурирование не виконується, тобто, кодове відношення внутрішнього згортального кодера постійне і встановлюється рівним 1/2.

Мал. 8 Модель основної системи

14.4 Модель системи

На мал. 8 показана модель основної системи для PHY рівня WIMAX, яка використовувалася при моделюванні. В результаті моделювання набуті значень коефіцієнта помилок (BER) для різних комбінацій методів кодування і розділення.

14.5 Подавлення завмирань OFDM сигналу

Другою ключовою перевагою технології WIMAX, що забезпечується застосуванням OFDM сигналу, є можливість ефективної роботи каналу зв’язку в умовах відсутності прямої видимості Non Line Of Sight (NLOS) між базовою станцією Base Station (BS) і абонентським терміналом Subscriber Station (SS).

Можливість мереж WiMAХ працювати в умовах NLOS обумовлена стійкістю сигналу OFDM з безліччю радіохвиль, що піднесуть до багатопроменевого розповсюдження, що має місце унаслідок переотражений сигналу від перешкод між BS і SS.

Багатопроменеве розповсюдження приводить до так званих завмирань (“федингам” fade), коли радіосигнал багато разів переотражаясь від перешкод приходить в точку прийому з різною амплітудою, тимчасовою і фазовою затримкою. Переотраженниє сигнали, складаючись в протифазі, призводять до зниження рівня (завмиранню) амплітуди результуючого сигналу.

Для боротьби із завмираннями використовуються різні методи. Так в системах Wi-Fi стандарту IEEE 802.11b (сигнал з тією, що однією несе) використовується метод рознесеного прийому (antenna diversity), коли прямій і відбиті сигнали приймаються на дві антени, рознесені на половину довжини хвилі. У GSM і CDMA системах (з тією, що однією несе) застосовуються складні еквалайзери і фільтри. Найбільш ефективним способом боротьби із завмиранням є використання OFDM сигналу з безліччю тих, що піднесуть.

Тимчасові затримки імпульсів що піднесуть і їх складання з різними фазами на приймальній стороні призводить до зниження (завмиранням) в течії деякого часу амплітуди що піднесуть (bust time fading), які в результаті ортогональних перетворень трансформуються (мал. 9) в завмирання (burst frequency fading) тих, що піднесуть в деякій смузі частотного спектру (мал. 10). Спотворення тих, що піднесуть, отримувані унаслідок завмирань даного типу, отримали назву міжсимвольною інтерференцією Inter-Symbol Interference (ISI).

Мал. 9 Перетворення тимчасових завмирань в частотних в приймачі OFDM сигналу

Мал. 10 Частотні і тимчасові завмирання сигналів

Ефективна селекція переотраженных сигналів (эхоподавление), що поступають з деякою тимчасовою затримкою, може бути виконана за наявності достатнього захисного тимчасового інтервалу між моментами приходу імпульсів сигналів. Тривалість такого інтервалу повинна перевищувати максимальний (або середнє) час затримки часу (delay spead) приходу переотраженных сигналів. Для умов офісу в локальних безпровідних мережах типовий час затримки складає 20-200 нс, в системах BWA в умовах міської забудови – 5-10 микросек, 0.2 мс в сільській місцевості.

Захисний часовий інтервал в системах OFDM WiMAХ стандарту IEEE 802.16 регулюється величиной Cyclic Prefics (CP), що визначає відношення між тривалістю імпульсу що піднесе і захисним інтервалом. Максимальне можливе значення CP=1/4 відповідає максимально можливою в системах WIMAX величині захисного інтервалу, що перевищує середню тимчасову затримку імпульсів що піднесуть і що забезпечує ефективне придушення міжсимвольної інтерференції ISI в умовах щільної міської забудови. Мінімальний CP=1/32 – відповідає мінімально можливому захисному інтервалу, забезпечуючому эхоподавление за відсутності множинних перешкод між передавачем і приймачем на відстанях в декілька кілометрів.

Захисний інтервал в системах Wi-Fi і preWiMAX, використовуючих Wi-Fi радіо стандарту IEEE 802.16a/g з сигналом OFDM, вибирається на основі типових затримок переотражений сигналів в умовах офісного застосування. Тим самим параметри OFDM сигналу в системах WiFi і preWiMAX з Wi-Fi радіо не дозволяють ефективно боротися з типовими для міської забудови затримками сигналів і, відповідно, забезпечувати ефективну роботу у відсутності прямої видимості в міських умовах.

Слід зазначити, що збільшити такий захисний інтервал, наприклад, виробником Wi-Fi чіпсета, для діставання можливості ефективної роботи в міських умовах, технологічно неможливо. Річ у тому, що достатньо тривалий захисний інтервал в системах WIMAX може бути встановлений завдяки великій тривалості імпульсів OFDM що піднесуть стандарту IEEE 802.16, в сотні і тисячі разів більший, ніж в системах стандарту IEEE 802.11a/g. Велика тривалість має місце унаслідок нижчої швидкості проходження імпульсів що піднесуть, що, у свою чергу, отримано унаслідок розділення початкової високошвидкісної послідовності на більшу кількість (256 і більш) паралельних OFDM WIMAX, що піднесуть, в порівнянні з 64 OFDM Wi-Fi, що піднесуть. Тим самим, що 64 піднесуть сигналу OFDM Wi-Fi є дуже короткими імпульсами, наступними з високою швидкістю, що не дозволяє збільшувати їх тривалість і період їх проходження до необхідної величини для відмінних від офісу застосувань. Разом з тим в окремих випадках, в сільській місцевості з низькою щільністю забудови, параметри ISI, визначувані величинами затримок від переотражений, можуть відповідати офісному застосуванню, і Wi-Fi і preWiMAX системи можуть таки працювати в умовах NLOS.

Як би ефективно не працювала система придушення міжсимвольної інтерференції, помилки завмирань все одно виникають. Для усунення цих і інших помилок застосовується метод корекції FEC (forward error correction), заснований на використанні надмірних код. Проте корекція може бути застосована для усунення тільки одиночних помилок. У разі завмирань зазвичай має місце групова помилка, коли одночасно спотворюються декількох послідовно наступних один за одним імпульсів (burst) тих, що піднесуть (мал. 5). Для вирішення цієї проблеми застосовується метод усунення помилок interleaving, коли в передавачі OFDM, що піднесуть, перемішуються у випадковій порядку (рандомізація), а в приймачі їх початкова послідовність відновлюється. При цьому групові спотворення на приймальній стороні розносяться по частотному спектру тих, що піднесуть, набуваючи одиночного характеру, і можуть бути усунені застосуванням код FEC, що коректують. Метод interleaving тим більше ефективний, ніж більша кількість тих, що піднесуть включено в процес рандомізації. Тим самим OFDM сигнал WIMAX унаслідок великої кількості тих, що піднесуть набагато стійкіший до помилок взагалі і помилкам завмирання сигналів, зокрема, в порівнянні з OFDM системами Wi-Fi і preWIMAX.

Найважливішим джерелом міжсимвольної інтерференції OFDM сигналів є частотні спотворення передавачів рухомих об’єктів, що піднесуть від сигналів, унаслідок ефекту доплеровского зсуву частоти. Дана проблема вирішується методом, аналогічним придушенню завмирань, шляхом збільшення кількості що піднесуть до 1028. Це дозволяє ефективно обслуговувати рушійні обьекты, тобто мобільних абонентів.

Таким чином, використання OFDM сигналу з великою кількістю тих, що піднесуть, дозволяє системам WIMAX ефективно обслуговувати користувачів в умовах відсутності прямої видимості, а також рухомих (мобільних) абонентів.

15. Аналіз застосування модуляції в WiMAX

Надалі представляється робота системи радіозв’язку, виражена в термінах частоти появи помилкових бітів (BER) залежно від відношення сигналу до шуму (SNR). Відношення сигнал/шум представляється як Eb/N0, де Eb – енергія біта, а N0/2 – двостороння спектральна щільність шуму

15.1 Результати

Спочатку була представлена робота системи в умовах каналів з AWGN і рівномірними завмираннями, коли жоден з методів розділення не використовувався. Потім додавався кожен з методів розділення і показувалися викликані ними поліпшення в роботі системи.

Мал. 11 Параметри BER для системи, що застосовує модуляцію QPSK, без використання яких-небудь методів розділення і виправлення помилок

Мал. 12 Параметри BER для системи, що використовує модуляцію BPSK і що не використовує яких-небудь методів розділення і корекції помилок

На малюнках 11 і 12 показані параметри BER систем, що використовують модуляції QPSK і BPSK і не використовуючих методів канального кодування і розділення. Тут коефіцієнт завмирання відрізняється для кожного переданого символу, тобто кожному окремому символу відповідають різні умови завмирань. Далі буде показано, як змінюється робота системи в умовах рівномірних завмирань при використанні різних методів розділення і кодування.

15.2 Просторово-часові блокові коди

Були застосовані Просторово-часові Блокові Коди Alamouti (STBC), які припускають використання 2-х антен в передавачі і 1-й і/або 2-х антен в приймачі. Припустимо, що Alamouti STBC канал є квазістатичним, тобто, коефіцієнти завмирань між передавальними і приймальними антенами вважаються постійними при передачі символів протягом двох слотів. Малюнки 13 і 14 показують, як змінюється робота системи при використанні Alamouti STBC в умовах гладких завмирань.

Можна побачити, що досягаються переваги при розділенні, і при збільшенні кількості приймальних антен робота системи поліпшується.

Мал. 13 Параметри BER для системи з модуляцією BPSK при використанні Alamouti STBC

15.3 Згортальне кодування

Далі представлені зміни в роботі системи при використанні техніки згортального кодування. Використовуються: кодове відношенні 1/2, довжина обмеження згортальної коди K = 7, генератор векторів згортальної коди задає

g0 = [1111001] для виходу 1

g1 = [1011011] для виходу 2.

Мал. 14 Параметри BER для системи з модуляцією QPSK при використанні Alamouti STBC

Малюнки 15 і 16 показують зміни в роботі системи при застосуванні згортального кодування і показують, що в системі досягаються переваги від кодування.

Мал. 15 Параметри BER системи, що використовує модуляцію BPSK при додаванні згортального кодування

Мал. 16 Параметри BER системи, що використовує модуляцію QPSK з додаванням згортального кодування

15.4 Коди Рида – Соломона

Коди Рида-Соломона використовується у взаємодії з внутрішніми згортальними кодами для того, щоб забезпечити додаткове посилення від кодування. Систематичний код R-S (n = 255; до = 239), де елементи Galois Field GF(28), тобто m = 8, використовуються як зовнішній код Рида-Соломона. Малюнки 8 і 9 показують роботу системи при використанні складеного Сверточного-Рида-Соломона кодування. Можна бачити, що коди Рида-Соломона забезпечують додаткове посилення від кодування щодо того, яке може бути досягнуте при використанні тільки згортального кодування.

Кодування Рида-Соломона може самостійно забезпечити величезне посилення, навіть в тих випадках, коли воно не використовується спільно із згортальним кодом, а використовується спільно з системою Alamouti STBC, як може бачити на малюнках 6 і 7. Таким чином, при об’єднанні особливостей код Рида-Соломона, згортальних код і Alamouti STBC, отримуємо оптимальну систему, яка забезпечує високе посилення кодування і посилення від розділення. Малюнки 8 і 9 показують роботу системи при застосуванні модуляцій QPSK і BPSK відповідно у разі, коли використовуються методи розділення в часі і просторового розділення. Вищезазначені малюнки показують роботу системи тільки в умовах гладких завмирань в каналі. Частотноїзбірательниє канали істотно погіршують параметри представленої системи, і їм протидіють, вводячи в дану систему OFDM.

Мал. 17 Параметри BER для системи з модуляцією BPSK з додаванням згортальних код і код Рида-Соломона

Мал. 18 Параметри BER для системи з модуляцією QPSK і додаванням згортальних код і код Рида-Соломона

15.5 OFDM

Як вже згадувалося раніше, OFDM – це техніка розділення по частоті, яка перетворить частотноизбирательный канал із завмираннями в ряд вузькосмугових паралельних каналів з гладкими завмираннями, для яких можуть бути застосовані інші методи розділення. Системи OFDM, що використовують коди виправлення помилок, часто визначають як кодовані системи OFDM (COFDM).

Об’єднання техніки передачі OFDM з технікою Alamouti STBC поступається мультиплексуванню з ортогональним частотним розділенням і просторово-частотним кодуванням [9], чия робоча модель описана вищим за допомогою малюнка 12. На малюнку 12, C1 і C2 – це два різні набори символів, кожен з яких містить безліч символів, рівних числу тих, що використовуваних несуть. Оскільки тут використовується система OFDM з тими, що 256 несуть, C1 і C2 полягають кожен з 256 символів, які передаються на цих що 256 несуть.

Мал. 19 Параметри BER системи з модуляцією QPSK у разі, коли використовується кодування Рида-Соломона паралельно з STBC 2Tx-1Rx

Мал. 20 Параметри BER для системи з модуляцією QPSK у разі, коли кодування Рида-Соломона використовується паралельно з STBC 2Tx-2Rx

Мал. 21 Система OFDM з просторово-частотним кодуванням

Впродовж заданого періоду символу блок OFDM, який переданий від першої антени, рівний C1 = c1 [1] c1 [2] c1 [3]::: c1 [K], а блок OFDM, переданий від другої антени, рівний C2 = c2 [1] c2 [2] c2 [3]::: c2 [K], де ci [p] – це символ від i -го блоку OFDM, переданий на p-той що несе і K – це число тих, що несуть. Протягом наступного періоду символу, блок -C2 передається від першої антени, і блок C1 передається від другої антени. Припустимо, що завмирання є квазістатичним за два періоди символу, тобто коефіцієнти завмирань на різних частотах між парами передавальних і приймальних антен вважаються постійними протягом цього періоду.

М’які оцінки для переданих сигналів c1 [k] і c2 [k] в j -ій приймальній антені, можуть бути обчислені за формулою (16), яка дана в [9]

$\left[\begin{array}{c}{\zeta }_1\left[k\right]\\ {\zeta }_2\left[k\right]\end{array}\right] =\sqrt{E_8} \left[\begin{array}{c} {\left|H_{1j} \left[k\right]\right|}^{2 }+ {\left|H_{2j} \left[k\right]\right|}^{2 } 0 \\ 0 {\left|H_{1j} \left[k\right]\right|}^{2 }+ {\left|H_{2j} \left[k\right]\right|}^2\end{array}\right] \times \left[\begin{array}{c}{e}_1 \left[k\right]\\ e_2 \left[k\right]\end{array}\right] + \left[\begin{array}{c}{n}_{1j} \left[k\right]\\ n_{2j} \left[k\right]\end{array}\right]$

де Hij [k] позначає нормалізовану частотну характеристику каналу для до -го тону, відповідну каналу між i -той передавальною антеною і j-той приймальні антеною, а Es – передана енергія символу. Параметри цієї системи з просторово-частотним кодуванням при об’єднанні зі Сверточным-Рида-Соломона кодуванням і прямим виправленням помилок приведені на малюнках 13 і 14 для модуляцій BPSK і QPSK відповідно.

Мал. 22 Параметри BER для системи з модуляцією BPSK при паралельному використанні складеного Сверточного-Рида-Соломона коди і Alamounti STBC

Мал. 23 Параметри BER для системи з модуляцією QPSK при паралельному використанні складеного Сверточного-Рида-Соломона коди і Alamounti STBS

15.6 Висновок

Стандарт WiMAX постійно розвиваєця , створююця модифікациї для різних сфер застосування, і вже зараз можна передбачити успішне майбутнє даної технології в світі безпровідних мереж.

Головною перешкодою масовому впровадженню мереж широкосмугового безпровідного доступу до Інтернет-ресурсів, що базуються на технології WIMAX, є ті труднощі, які виникають на фізичному рівні і є наслідком так званого «багатопроменевого режиму розповсюдження» в радіоканалі, що виникає в умовах «без прямої видимості» (non-line-of-sight), скорочено NLOS.

З розглянутих вище результатів, приведених в курсовій роботі, можна зробити висновок, що система з просторово-частотним кодуванням спільно з кодами Рида-Соломона і згортальними кодами при їх використанні в WIMAX PHY ефективно використовує розділення в часі, просторове розділення і розділення по частоті, пропоновані для каналів із завмираннями, і забезпечує високі параметри при низькому SNR. Таким чином, я провів короткий огляд ключових аспектів Фізичного рівня стандарту IEEE 802.16 і продемонстрував їх функціональні можливості і ті переваги, які їх застосування дозволяє отримати в системі WIMAX.

Список літератури

• Широкополосные беспроводные сети передачи информации. Вишневський В.М., М:. Техносфера, 2005.
• Цифровая связь. Б.Скляр. Москва,Санкт-Петербург,Киев, 2003.
• Цифровая связь. Прокис Джон. – М.: Радио и связь. 2000.
• Цифровая обработка сигналов. А.Б.Сергиенко. СПб.: Питер, 2003.

Нашли опечатку? Выделите и нажмите CTRL+Enter